NCP1568 — 03 典型应用与设计计算

依据 NCP1568/D Rev.5（式 1~3、式 4/5、图 1 典型应用）与官方 EVM 手册 EVBUM2734/D（60 W USB-PD，详见 06_EVBUM2734精译）。 分级标注：DS/EVM 事实直接陈述；「本库推算」为本库按公开数据计算；「业界经验」为工程惯例。设计流程对标 TI“Application and Implementation”体例：先需求表、再编号步骤、后选型表与交叉校验。

本篇总结

1. NCP1568 的设计自由度集中在四颗电阻（RT/DTH/ATH/R_CS）+ 一个电容（CVCC）+ 钳位网络——频率与模式行为是“编程”出来的，功率级与经典 ACF 相同。
2. 本篇按 60 W USB-PD（20 V/3 A，与官方 EVM 同规格）走 12 步：每步公式→代入→结果→与 EVM 实装值对照，偏差处给出成因分析。
3. 三处漂亮的自洽验证：匝比 6:1→600 V 管（应力核算吻合）；CVCC 计算 64.3 µF→EVM 实装 68 µF（DS 式 3 数值例直接命中标称值）；R_CS 0.5 Ω×2 只有并联读法才自洽（串联 1 Ω 会让 OCP 点低到不成立）。
4. 两处需要自己拿主意的地方 EVM 也没写透：RT/DTH/ATH 具体接到哪颗电阻（原理图位图），本篇按 BOM 候选值+DS 映射表推断并标注。
5. 效率基准：EVM 实测 20 V 满载 93.39%/93.54%（115/230 Vac），轻载 115 V 反超 230 V——多模式算法在实测数据上留下的指纹。

1. 典型应用电路（DS 图 1）

DS 图 1 路线：LDRV 直驱主管 Q1；ADRV 送 NCP51530 高边驱动器（自举）驱动钳位管 Q2；钳位网络为钳位二极管 ES1JAF + CCLAMP/RCLAMP；HV 经双二极管接 L/N；次级 NCP4306 SR + NCP431 反馈。EVM（EVBUM2734）与图 1 的两处差别：①主/钳位管都改用 NCP51530 半桥驱动（LDRV/ADRV 只作逻辑信号，图 9 原理图，见 05 精译导读）；②SR 用 NCP4305、反馈基准用 NCP4328（子卡）。两条路线都合法：小栅荷管可直驱，大栅荷管建议 EVM 路线（业界经验）。

2. Design Requirements（设计需求表）

3. 编号设计步骤

步骤 1：输入功率与母线

P_in = P_out/η = 60/0.93 = 64.5 W（η 取 EVM 满载实测 93.4%，本库推算）。 母线最小值：90 Vac 峰值 127 V，C_bulk=129 µF（EVM C7+C8=47+82 µF/400 V）放电纹波 ΔV≈P_in×t_dis/(C×V)≈64.5×6 ms/(129 µF×127 V)≈24 V → V_bulk(min)≈103 V（本库推算；与 Brown-out 下限 98 V typ 恰好衔接——再低 IC 就判掉电停机了，这是系统级自洽）。

步骤 2：匝比与反射电压（对照 EVM：6:1、120 µH）

取 n=Np/Ns=6（EVM T1 实装）：V_OR = n×(V_out+V_SR) = 6×(20+0.6) ≈ 124 V（V_SR 取 0.6 V 为 SR 压降，本库推算）。 钳位电容电压 ≈ V_OR + 裕量；主管应力 = V_bulk(max) + V_CLAMP(caption) ≈ 375+124 ≈ 499 V，留 ~100 V 振铃裕量→600 V 管。 EVM 交叉校验 ✓：实装 IPL60R385CP（主管）/IPL60R299CP（钳位管）均 600 V/9 A——应力核算与选型完全吻合。5 V 档时 V_OR=6×5.6=33.6 V，应力更低，20 V 档是设计点。

步骤 3：磁化电感与 ZVS 负电流窗口

EVM 实装 Lm=120 µH。反推它满足什么（本库推算）：

• 电流摆幅：ΔIm = V_bulk(min)×D×T/Lm。取满载低线工作点 Fsw≈300 kHz、D≈V_OR/(V_bulk+V_OR)=124/227≈0.55：ΔIm=103×0.55/(300 k×120 µ)=1.58 A。
• 负电流储备：满载时次级反射电流中值 i_Lm(mid-off)=n×I_out/(1−D)…按 CCM 反激关系 i_Lm(off 均值)=I_out×n/(1−D)/n?——直接算：i_sec,avg=I_out/(1−D)=3/0.45=6.7 A，反射回原边 6.7/6=1.11 A。磁化电流谷值 ≈ 1.11−ΔIm/2=1.11−0.79=0.32 A——GaN 口径的 ZVS 储备（<0.5 A）；若需超结 −0.5 A 储备，则要么减频（ΔIm 增大）要么减 Lm。这正是 ZVS 算法的工作：频率自动落到“储备刚好”的工作点，设计者只需把 Lm 与 RT 电阻放在可行域内。
• 结论：120 µH 在 300 kHz 量级下给出 0.3~0.5 A 负电流储备区间，与 DS“超结 −0.5 A / GaN 更少”的需求同量级（本库推算，实测以 ZVS 波形为准）。

步骤 4：RT 与频率规划（对照 EVM：候选 49.9 kΩ）

按 DS 原则（最低输入、最低输出档、最大负载取最严）规划：

• F(RT)=1/(RT×100 pF)。取 RT=49.9 kΩ → 200.4 kHz（EVM 五颗 49.9 kΩ 候选之一，推断）。
• ACF 上限 = 4.2×F(RT) ≈ 840 kHz（式 5 与 1 MHz 绝对上限复核：840 kHz<1 MHz ✓）；EVM 特性页宣称最高 450 kHz——实际工作频率由 ZVS 算法定，包络内自动调节，450 kHz 是该板典型上限而非编程上限（推断）。
• 高频段占空比复核：Fsw=450 kHz → Dmax=1−450 k×0.59 µs=73.5%（式 5 高段）；设计点 D≈0.55<73.5% ✓ 余量充足。

步骤 5：R_CS 与限流点（对照 EVM：0.5 Ω×2，只有并联读法自洽）

• EVM 实装 R32/R33 = 0.5 Ω×2（Susumu RL1220S-R50-F，805）。
• 读法判定（本库推算）：若串联（1 Ω）→ OCP 点=785 mV/1 Ω=0.79 A，远低于 60 W 所需峰值（步骤 6 算出 ≈2 A），不可能成立；故为并联 0.25 Ω（功耗分摊也是常规动机）→ OCP 点=785 mV/0.25 Ω=3.14 A，SCP 点=1.19 V/0.25 Ω=4.76 A。
• 工作峰值复核：I_pk ≈ i_Lm 峰值+漏感分量 ≈ (1.11+0.79)+0.3 ≈ 2.2 A（本库推算，步骤 3 数据）→ OCP 余量 3.14/2.2≈1.43 倍——覆盖负载阶跃与 OPP 裕量，量级合理。
• 计算口径（通用设计）：R_CS = V_OCP(mode)/I_pk(max)×0.8（留 20% 余量），并按 ACF 高频段 590 mV 复核满功率不误触发。

步骤 6：DTH/ATH 模式门限（对照 EVM：候选 49.9 kΩ 各一颗）

• DTH：VDTH=16 µA×R_DTH。取 49.9 kΩ→0.80 V（EVM 候选，推断）；DS 常用区间 25~125 kΩ→0.4~2 V。
• ATH：IATH=10 µA→引脚 499 mV→量化 bin6（460 mV 档）→内部基准 2.0 V（按 DS 表 5/图 18 机理，推断）；要免歧义可直接取表内标称 46.4 kΩ→2.0 V。
• 放置原则（业界经验）：先扫负载画效率曲线，DTH 放在“ACF 段效率曲线与 DCM 段效率曲线交点”略下方，ATH 放在交点略上方——迟滞带把模式切换点夹在效率最优区间。迟滞带（0.8→2.0 V，对应负载跨度）要宽于负载扰动幅度，防模式抖动。
• FB-负载映射校核：满载 FB≈0.5 V 量级（KFB=4.0→电流设定点满量程）、空载→5 V 开路口径，两门限落在 0.8/2.0 V 合理（推断）。

步骤 7：钳位网络（对照 EVM：0.1 µF/650 V×2）

• 钳位电容承担漏感能量并与漏感谐振：EVM 实装 C9/C10 = 0.1 µF/650 V（1210）×2（并联 0.2 µF，推断；耐压 650 V>主管应力 500 V 量级+裕量）。
• RCLAMP 用于阻尼谐振、抑制过冲（EVM 高压取样/泄放网络含 499 k×4 等；具体阻尼阻值见原版原理图，本篇不臆测）。
• 验证逻辑（DS 机理）：钳位电容电压 ≈ V_OR+ΔV_ring，必须满足“主管应力+裕量<管子耐压”（步骤 2 已核）且“谐振半周期 > 自适应死区窗口”（DT_Max=449 ns S02 量级，Llk 与 C_clamp 的谐振周期按 √(Llk×C_clamp) 估算——Llk 取 Lm 的 1~2%（1.2~2.4 µH，业界经验）：T_res=2π√(1.8 µ×0.2 µ)=1.19 µs>449 ns ✓，本库推算）。

步骤 8：CVCC 计算（DS 式 3 数值例 → EVM 实装 68 µF）

DS 式 1 先算软启动期平均频率（梯形近似：DCM 段频率从 31.25 kHz 爬到 50 kHz，ACF 段从 50 kHz 爬到 RT 目标），DS 数例得 220.3 kHz（式 2 采用 218.1 kHz，原文两值略异，以译注说明）。

式 2 栅驱动电流：I_g = f_ls×Qg_ls + f_hs×Qg_hs = 218.1 kHz×17 nC + 235 kHz×17 nC ≈ 7.7 mA（DS 数例）。

式 3 电容下限（DS 数例）：

C_VCC(min) = [T_delay(start)×(ICC1A+IDRVQ) + (T_SS+T_MODE_SAM)×(ICC3+IDRV+I_g)] / (VCC(on)−VCC(off)) = [34 ms×(0.24+0.25) mA + (8+16) ms×(4.0+2.5+7.85) mA] / (15.2−9.9) V ≈ 64.3 µF

本库复算：34 m×0.49 m=16.7 µC；24 m×14.35 m=344 µC；合计 361 µC/5.3 V=68.1 µF——与 DS 64.3 µF 差 6%（DS 内部取整口径，照录）。+20% 容差余量 → ≈77 µF。 EVM 交叉校验 ✓：实装 C22 = 68 µF/50 V（Nichicon EEU-HD1H680B）——命中计算值标称档；略低于“+20% 后”的 77 µF，属按实测削裁（推断：EVM 验证了 68 µF 在全工况启动可靠，量产设计建议保守取 82~100 µF 档，业界经验）。

步骤 9：辅助绕组与 FLT 网络

• 辅助绕组：最低输入、满载时仍须供 VCC>15.2 V（VCC(on)），且最高输入时经 VCC OVP（27.8 V）核查——匝数按 VCC 标称 16~18 V 设计（业界经验；EVM 辅助网络含 Z1 18 V 稳压管钳位）。
• FLT：NTC（EVM RT1=220 kΩ NCP18WM224 NTC，603）+ 上拉 IFLT(OTP)=45.5 µA：25 ℃ 时 VFLT=45.5 µA×220 k(NTC 高温端分压网络)…（NTC 非线性，按 0.40/0.937/3.0 V 三阈值+老化 418 mV 要求布点，见 04 篇陷阱 11；EVM 的 FLT 网络电阻在 BOM 10 k/24.9 k/49.9 k 池内，具体分配待原版原理图核实）。

步骤 10：钳位管驱动方案（ADRV 5 V 逻辑）

• 方案 A（EVM 路线）：ADRV→NCP51530（600 V 半桥驱动，1.9 A）高侧输入，自举驱动钳位管；LDRV 同芯片低侧通道驱动主管——大小栅荷通吃，代价多一颗 IC。
• 方案 B：ADRV 直驱逻辑电平钳位管（65/150 mA 只够小栅荷 Qg≲15 nC 量级，本库推算）。
• A/B 选择判据：Qg×f_sw 驱动损耗、沿速度需求、成本。60 W/450 kHz 量级几乎必然选 A（EVM 亦然）。
• 布局红线：ADRV 以“交替地”为基准——该地即外部驱动器的功率地（SW 域），必须与钳位管源极 Kelvin 连接（04 篇布局要点）。

步骤 11：同步整流与反馈（EVM 实装）

• SR：NCP4305 + FDMS86202（120 V/11.5 mΩ，SOIC8）。管子应力=V_out+V_bulk/n=20+375/6=82.5 V→120 V ✓（本库推算）；11.5 mΩ 在 6.7 A 峰值次级电流下导通损耗 ≈0.5 W 量级（本库推算），是 93.5% 效率的必要条件之一。
• 反馈：NCP4328（子卡基准/误差）+ 光耦直连 FB（DS FB 引脚支持直连）；补偿按峰值电流模式 II 型（斜坡补偿 143 m/ms 已内置），重载 ACF 段设计、模式切换点实测 Bode 确认（业界经验）。

步骤 12：EMI 前级（EVM 实装，简列）

F1 3.15 A 快熔 + T2 6.5 mH 共模（KEMET SCF-03-650）+ C4 220 nF X2 + L1 2 µH/L3 10 µH 差模 + C27/C28 Y 电容 + BD1 600 V/4 A。变频谱线按包络设计（02 篇 §15）。

步骤 13：输出电容与动态响应（对照 EVM 实装 + 测试口径）

EVM 动态测试条件（原文）：负载 0.1 A↔3 A、摆率 150 mA/ms、周期 20 ms——这是 PD 适配器的典型验收口径，输出电容按它倒推：

• 需求估算（本库推算）：环路带宽 f_c 取 5~10 kHz 量级（fsw/10 以下、留模式切换余量），负载阶跃 ΔI=2.9 A 在 f_c 周期内的电荷缺口 ΔQ≈ΔI/(4f_c)≈2.9/(4×7 k)≈104 µC → ΔV=ΔQ/C_out；要 ΔV≤200 mV → C_out≥520 µF。
• EVM 实装：2×470 µF/25 V 铝聚合物（C36/C37，Nichicon 25SVPK470M）+ 4×22 µF/35 V 陶瓷 ≈ 1.03 mF 总量——高于估算一倍，为 5 V 档大 ΔI/ΔV 与纹波电流寿命留余量（判定：✓ 量级吻合、余量合理；聚合物电容承担主要 ESR 阻尼与纹波电流，陶瓷补高频）。
• 纹波核算： buck 二次纹波+高频纹波叠加，EVM 规格框给 1 V 总预算（口径偏大，05 篇译注已标注疑义）——实测纹波以各档示波器截图为准（原 PDF）。
• SR 控制器 NCP4305 的定时不准与 C_out 无关但与动态相关：轻载 DCM 下 SR 提前关断会用体二极管续流抬高损耗——5 V 档效率比 20 V 档低约 2.5 个百分点（93.5→90.9%）的主因之一就是固定损耗占比+SR 相对效率（本库解读）。

4. 关键元件选型表（设计点 vs EVM 实装）

5. 偏差与存疑分析

1. CVCC：计算 64.3 µF vs“+20% 后 77 µF” vs EVM 68 µF——EVM 取了计算值标称档而非余量后档位；量产建议按 04 篇陷阱 8 的启动失败机理留余量。
2. RT/DTH/ATH 的具体位号：EVM 原理图为位图无法提取网络，本篇按 BOM 电阻池+DS 映射表推断（已标「推断」）；复现 EVM 时以原版原理图 PDF 为准。
3. Fsw 上限口径：EVM 宣称 450 kHz，编程包络 840 kHz（RT=49.9 kΩ 推断）——差异是“算法实际工作点”与“编程上限”之别，非矛盾。
4. DS 式 1 结果 220.3 kHz 与式 2 所用 218.1 kHz 略异（原文如此，00 篇附注 3/5）——CVCC 计算对此不敏感（<1% 电容偏差）。
5. 式 5 外推 100 kHz 得 Dmax=87% vs 特性表 DMax_100 typ 75%（02 篇 §5 详析）——匝比核算按特性表取值更保守，本篇步骤 4 按高频段（式 5 高段）核算不受影响。
6. EVM 规格框“纹波 1 V”口径偏大（05 篇译注存疑）——实际纹波以各档示波器截图（EVM 图 23~42）为准，本篇按动态需求倒推 C_out，不依赖该口径。

6. 实测基准：效率数据怎么读（EVM 图 12~16，50 点摘引）

完整 50 点数据（5 档输出×5 负载×2 输入）与四点平均效率见 06_EVBUM2734精译；下表为判读用的关键两列。

多模式算法的指纹（本库解读）：轻载（0%/25%）115 Vac 普遍高于 230 Vac——低线工作频率更低（ZVS 算法特性），折返/跳周期段的开关损耗占比更小；重载段 230 Vac 反超——导通损耗主导，高线电流小。设计自己板子时，这套 50 点数据就是模式门限（DTH/ATH）与 RT 是否放对的“对照组”：轻载效率异常先查门限，重载效率异常先查 R_CS/RDS(on)/磁损。

7. 环路设计要点（业界经验为主）

• 峰值电流模式功率级含内置斜坡补偿（143 mV/ms typ）→ 补偿器 II 型即可；穿越频率取 fsw/10 量级起步。
• 两个功率段两个增益：ACF 段（CCM 磁化）与 DCM 段的功率级增益不同，补偿按重载 ACF 段设计；DTH 门限以下靠折返+跳周期维持稳定（本质是 Burst 模式，不追求线性度）。
• 模式切换点附近做负载阶跃实测：纹波低频拍频=模式抖动，回 04 篇陷阱 3 调门限。

一个可复算的补偿起点（本库推算，仅作起点非终点）：fsw≈300 kHz → 目标 f_c≈20 kHz；峰值电流模式重载段功率级近似单极点系统（极点≈1/(2πR_load×C_out)，R_load=20 V/3 A≈6.7 Ω、C_out≈1 mF → 24 Hz），II 型补偿在 f_c 处提供 ~24 dB 增益补偿 KFB=4.0 与光耦 CTR 链路增益，零点放 f_c/5 附近、极点放光耦极点或 f_c×5。数值仅供起步：最终以 Bode 实测为准，且模式切换点两侧各测一条。

8. 设计复核清单（送版前过一遍）

精炼要点

上一级：NCP1568