开关电源知识库

电源里的运放 —— 内置 EA、电流检测与参数取舍的完整总览

定位：00 篇（SLOA011）给出参数定义、01 篇（SLOA030）给出单电源电路方法，本篇回答最后一层问题——这些器件与参数在开关电源里到底怎么用、怎么排优先级、怎么误用。核心案例全部取自库内已深读的 IC：UC3842（内置 EA 的极限）、NCP1622（OTA 型 EA）、NCP1681（ZCD 电阻法 8.9 W 教训）、UCC28781（CS 检测链）、NCP1342（20 kΩ 上拉与光耦极点）、TL431+光耦（隔离反馈的“运放替代品”）。

分级口径：教科书通识（模拟 IC 公认结论，不指向某一家手册）；手册事实标库内篇目（每颗 IC 的 00/01 篇，数值可溯源到其 datasheet）；官方 AN 建议写“TI/onsemi 建议”；本库推算/示意明确标注。严禁把三级口径混用。

本教程总结

  1. 电源里的运放有三个岗位：控制器内置 EA（把输出误差变成占空比命令——UC3842 的 Comp、NCP1622 的 VCTRL）、外置信号链运放（采样放大、电平移位、滤波、缓冲）与电流检测放大（把 sense 电压抬到控制器能用的范围）。三个岗位对参数的优先级完全不同——拿“音频运放选型表”选电源运放，首要制约即共模范围。
  2. 内置 EA 的极限就是“初级侧调节”的精度极限：UC3842 的 VFB 门坎 2.5 V 实测窗口 2.42~2.58 V（±3.2%，UC3842/01），乘上分压电阻容差，输出 ±5% 很正常——隔离设计把精度转移到次级 TL431（2.495 V、±0.5%~±2% 按档），内置 EA 退化成“增益为 2 的中间级”，这就是分界线。
  3. 电流检测的第一课不是“放大倍数”而是压降与损耗的核算：NCP1681 750 W 例若按 datasheet 式 9 用电阻法做 ZCD，56 mΩ 在 12.6 A 主电流回路里烧掉 ≈8.9 W（本库推算，NCP1681/03）——大功率必须上电流互感器；小功率才轮到“压降换精度”的电阻直采。
  4. 高端检测难在共模范围而不是增益：普通双极输入运放共模到不了正轨（SLOA011 §5.4 的机理），检测母线高侧必须选共模含正轨的输入结构或专用电流检测放大器。
  5. 轨到轨不是一个开关，是四件事：输入含负轨（PNP/LinCMOS 结构）、输入含正轨（JFET/互补对结构）、输出到轨（共射/共源取代射随）、以及由此带来的代价——输出阻抗更高、容性负载能力更差、互补输入对在交越区失调跳变（教科书通识 + SLOA011 §5.6/5.9/5.16）。
  6. TL431 就是“自带 2.495 V 基准的开集并联调整器”——把它当运放看，它的 55~60 dB 增益、1 mA 最小阴极电流、阴极容性负载禁区全部有解（../TL431/）；隔离反馈选它而不是分立运放+基准，是精度、成本与环路结构的综合解（../光耦/）。
  7. 三大失效各有硬判据：超共模反相（输入共模越界，输出翻相）、撞轨假饱和（VOH/VOL 提前 1~1.5 V 停摆，环路增益骤降）、容性负载振荡（f₀ = 1/(2π·Zo·CL) 落进带宽内吃相位）——判据全部可追溯到 SLOA011 的定义，见 §7。

1. 三个岗位：一张总览

类比：电源是个锅炉房——内置 EA 是恒温器的比较机构（输出水温偏差 → 拧油门），电流检测放大是流量计的读数电路（把水管上的压差变成能读的数），外置运放是加装仪表的信号调理器（把弱信号整形成控制器爱听的样子）。

岗位 典型载体 输入 输出去哪 库内案例
内置 EA PWM/PFC 控制器的 COMP/FB/VCTRL 脚 输出分压（或光耦） PWM 比较器（占空比） UC3842 COMP、NCP1622 VCTRL、NCP1342 FB
外置信号链运放 板上独立运放 分压/传感器/基准 EA 输入、ADC、比较器 斜坡补偿注入、母线采样、NTC 过温、OVP 阈值
电流检测放大 控制器 CS 脚内部放大器 / 专用 CSA / CT+整流 RCS/CT 副边电压 电流内环比较器、限流、PFC 电流环 UC3842 ISENSE（增益 3）、NCP1681 双 CT、UCC28781 CS

（岗位划分与“输出内环/电流内环”的双环结构对应关系，见03_环路补偿与TL431光耦 §1~§2；教科书通识。）

2. 内置 EA vs 外置运放：分界线在哪里

2.1 UC3842 内置 EA 的全部核算项

把 UC3842/01 的手册事实按 00 篇的参数分类摆开：

00 篇参数 UC3842 内置 EA 的值（手册事实） 对设计的含义
开环增益 AVD 90 dB typ（65 min）/ GBW 1 MHz 直流增益误差项 1/ab 可忽略；1 MHz 决定补偿极点别放太近
输出级 集电极开路 + 0.5 mA 电流源；源 −0.8 mA typ / 灌 6 mA typ；VOH≈6 V、VOL≈0.7 V 光耦直拉 COMP 的前提：灌入能力必须压过 0.8 mA 源电流
输入门坎 VFB 对内部 2.5 V 基准，实测窗口 2.42~2.58 V ±3.2% 门坎容差直接乘进输出精度
偏置电流 ≤−2 µA（电流流出引脚） 分压网络按 1 mA 级取流 → 误差 <0.2%
失调来源 基准与 EA 做在同一芯片、“在误差放大器输入端做过精度微调” VIO 折进基准容差一次算清

初级侧调节的精度核算（本库归纳，出处同上）：输出电压 = 2.5 V × (1+R上/R下)，±3.2% 门坎 + 1% 电阻 → 输出 ±5% 很正常。这就是“内置 EA 的极限”——它不是带宽不够，而是基准精度 + 门坎散差锁死了直流精度。把核算做到底（UC3842 官方 12 V 例，UC3842/01 的 R上=9.53 kΩ/R下=2.49 kΩ）：

标称：12 V × 2.5/2.5 = 12 V（VFB 恰在 2.5 V 时）
最坏低：VFB 窗口下沿 2.42 V + R上−1%/R下+1%（比值 −2%）
        → 输出 = 12 × (2.42/2.5) × (1−0.02) ≈ 11.39 V（−5.1%）
最坏高：VFB 窗口上沿 2.58 V + R上+1%/R下−1%（比值 +2%）
        → 输出 = 12 × (2.58/2.5) × (1+0.02) ≈ 12.63 V（+5.3%）

两端一夹，±5% 输出窗口就是这么来的——电阻改 0.5% 档只能救回 ±1%，剩下的 ±3.2% 是芯片给的，这就是分界线的第一半。

隔离方案里的角色降级：加 TL431+光耦后，精度的决定者搬到次级，初级 EA 退化成“增益为 2 的中间级”（RCOMPp/RFBG = 10k/4.99k，UC3842/03 与 UC3842/01 口径）——EA 只负责“把光耦电流变成 COMP 电压并出补偿极点”。分界线要点：调节精度由谁门坎决定，运放（或 TL431）就在谁那边。

两条危险失效路径也挂在内置 EA 上（UC3842/01 §2.3）：COMP 开路 → EA 开环增益 90 dB 把 COMP 顶到 VOH≈6 V → 满占空比（靠 1 V 限流后备）；VFB 开路 → −2 µA 偏置把脚拉低 → EA 认为欠压 → 同样满占空比。隔离方案里 VFB 忘了接地，会发生“光耦和 EA 争夺 COMP”——占空比被 EA 拉高、光耦拉低，环路线性度极差。

2.2 OTA：PFC 控制器里的“另一种 EA”

PFC 控制器的误差放大器多为跨导放大器（OTA）——输出的是电流而不是电压（教科书通识）。库内锚点（NCP1622/01，手册事实）：GEA = 200 µS typ（110~290），拉/灌 ±20 µA（15~26）；VCTRL 被内部钳在约 0.5~4.5 V。三条使用纪律：

  1. 不得从外部驱动/下拉 VCTRL（DS 警告）——外部源会和 OTA 争夺节点，环路被劫持。这与 UC3842 的 COMP 恰好相反：COMP 开集结构欢迎光耦来拉（开集 + 0.5 mA 源就是为被拉低设计的），OTA 输出则拒绝被驱动。判断“能不能用光耦直拉这个脚”，先看 EA 是电压型开集还是 OTA。
  2. 中频增益 = GEA × Zf：OTA 的补偿网络阻抗直接决定增益（Zf 上 20 dB/dec 的电容给出积分特性），与电压型 EA 的 R2/R1 比值法不同（教科书通识）。输出能力先折成“摆速”：dV/dt = IOTA/C，NCP1622 的 ±20 µA 对 1 µF 的 Cz 给出 20 mV/ms——OFF 模式解除后爬到折返阈值 1.553 V 需 ≈78 ms、爬满 4.5 V 约 225 ms（NCP1622/01，时长推导为本库计算）。Cz 既定环路零点、也定软启动斜率——加大 Cz 改善环路的同时拖长启动，两端都要复核。
  3. PFC 电压环 10~20 Hz 的核算不因 OTA 而变——THD 的核算在03_环路补偿与TL431光耦 §6.2。

2.3 什么时候必须外置运放（分界清单）

3. 电流检测：低端、高端与 8.9 W 的教训

3.1 低端直采：最便宜，也最讲布局

低端检测 = 检流电阻放在功率管源极/地回路，共模接近 0 V——任何运放/比较器都能看（教科书通识）。但“能看”不等于“看好”，UCC28781 的 CS 链是库内最完整的教科书（UCC28781/01，手册事实）：

（对照：UC3842 的 RCS 尖峰 RC 滤波“几百 ns”口径见 UC3842/05 SLUA143 精译 §7——两代控制器隔 30 年，检测链的陷阱一模一样。）

3.2 sense 压降与损耗的权衡：8.9 W 的教训

检流电阻的核算有两行：信号行（压降 = I×R 要够比较器阈值用）与损耗行（P = I²R 在主回路里烧掉）。两行互相顶牛——阈值越高越抗噪，损耗越大。库内最痛的案例（NCP1681/03，本库推算）：

NCP1681 750 W 例：ZCD 若按 DS 式 9 用电阻法，RZCD = RCS/NS = 56 mΩ
  → 元件在主电流回路：P = 12.6² × 0.056 ≈ 8.9 W —— 不可接受
  → 结论：大功率 ZCD 必须用第三只 CT（1:100、5.6 Ω，与 CS 同匝同阻值配平）

对策阶梯（本库归纳）：① 压降降不下来时换检测点——CS 挪到电流小的一侧（NCP1681 的 CS 用 CT 后副边只有 0.126 A 量级）；② 换能量耦合——CT 隔离且副边可自由选 R（损耗移到副边小电流回路，还能顺带电平移位）；③ 阈值高的控制器（1.22 V 级 OCP）配低阻 shunt 时，先算损耗再定阈值，别反过来。10 mΩ 级 shunt 在 10 A 下只有 1 W 与 100 mV 信号——“压降 vs 阈值 vs 损耗”三角要一次画完（教科书通识；具体数字为本库示意）。

把三角画一遍（本库示意，10 A 满载直流口径，峰值的 RMS 折算按实际波形另算）：

shunt = 5  mΩ → 信号 50  mV、损耗 0.5 W → 需要 20 倍放大才到 1 V 阈值
shunt = 10 mΩ → 信号 100 mV、损耗 1.0 W → 10 倍放大；1 W 要散热设计
shunt = 20 mΩ → 信号 200 mV、损耗 2.0 W → 5 倍放大；主回路烧 2 W 已难接受

库内的真实取法对照：UC3842 官方 25 W 反激实例取 RCS = 0.55 Ω/1 W（UC3842/05 SLUA143 精译 §14.1）——小功率下“压降换阈值”的直采风格；NCP1681 750 W 反过来全面 CT 化——同一颗厂家两代手册，边界就画在损耗上。

3.3 高端检测：难在共模，不在增益

检测点在母线高侧时，放大器输入共模 = 母线电压。SLOA011 §5.4 的机理（00 篇）给出全部判据——四种输入结构一张表：

输入结构 代表器件 共模范围含 机理 对电源检测的映射
双极 NPN 对 通用双极运放 中间区（上沿差 ~0.9 V 到顶） 尾电流源压差 + VBE 低边检测够用，高边不行
双极 PNP 对 LM324/LM358 含负轨 集电极接负轨，VBC 可为 0 负轨附近/欠压检测
JFET 输入 TL07X/TLE207X 含正轨 源极经电流源接正轨，VGS 可为 0 高边检测可行的一类
互补 N/P 对（RRI） 轨到轨输入运放 双轨 两对差分对接力 高边通用，注意交越区失调跳变（§5）

所以：

3.4 三种检测方案一张表

方案 共模 损耗位置 精度/带宽 库内案例
低端 shunt 直采 ≈0 V 主回路 I²R 好/受滤波限制 UC3842 RCS、UCC28781 RCS
CT 互感器 隔离 副边小电流 中/好 NCP1681 双 CT（1:100、5.6 Ω）
高端 CSA/分压下移 高 采样支路 受 CMRR 限 （库内暂无专篇，待核实）

4. 运放参数在电源语境的优先级表

把 00 篇 的 17 个参数按三个岗位排优先级（P0=一票否决，P1=计入设计核算，P2=查一眼即可；本库归纳，判据出处见各篇）：

参数 环路 EA（内置/外置） 电流检测 辅助测量/偏置 一句理由
共模范围 VICR P0（单电源采样点位置） P0（高端检测） P1 越界即反相/关闭（§7.1）
输出摆幅 VOH/VOL P0（COMP 摆幅 = 占空比范围） P1 P1 撞轨假饱和（§7.2）
失调 VIO/αVIO P1（乘噪声增益成输出误差） P0（mV 信号直放大） P1 直流精度核算
偏置/失调电流 P1（分压网络取流设计） P1 P1 高阻节点必算
开环增益/GBW P0（1/ab 误差项、补偿上限） P2（比较器为主） P2 UC3842 1 MHz 口径
压摆率 SR P1（大信号瞬态纠正速度） P2 P2 满摆率需 120 mV~3 V 输入误差
CMRR P1（50/60 Hz 与采样点共模） P0（高端） P1 直流参数、随频率跌
PSRR P1（VCC 取自辅助绕组时 P0） P1 P1 20~200 kHz 处几乎为零
噪声 P2 P1（小信号） P1 与偏置电流交易
输出阻抗 Zo/容性负载 P0（Comp 挂补偿电容） P2 P1 f₀=1/(2πZo·CL)（§7.3）
电源电流 IDD P2 P2 P1（待机链） 功耗换噪声/速度

读表须知：内置 EA 的“参数表”是控制器 datasheet 的一行（如 UC3842 的 90 dB/1 MHz），没有散差曲线——这正是外置运放 datasheet 的价值：每个参数都有 min/typ/max 与测试条件（00 篇 §5.1）。

5. 轨到轨的真实含义

“轨到轨”是四个独立承诺，买之前要拆开看（教科书通识；机理出处 00 篇 §5.4/5.6/5.9/5.16）：

  1. 输入含负轨：PNP 输入对（LM324/LM358，集电极接负轨）或 LinCMOS（衬底接正轨）——采样 0 V 附近的信号（电流过零、startup 分压低端）必须的。
  2. 输入含正轨：JFET 源极接正轨（TL07X 类）或互补 P 对——高端分压、母线检测上沿必须的。
  3. 输入含双轨：互补 N/P 两对差分输入——代价一：两对在交越区（约离轨 1 V 量级）切换，失调与跨导在此区间跳变，精度应用要避开交越区或按 datasheet 交越特性复核（教科书通识；具体数值随器件，待核实）。
  4. 输出到轨：共射（双极）/共源（CMOS）取代射随器——摆幅只受饱和压降/导通电阻与负载限制；代价二：输出阻抗高于射随器（50~200 Ω 量级，SLOA011 §5.9），代价三：驱动容性负载的相位裕量被 Zo×CL 极点侵蚀——“多数轨到轨输出的 CMOS 运放驱动容性负载的能力有限”（SLOA011 §5.16 原文）。

撞轨假饱和的判据就藏在 §5.6 的公式里：VO ≤ +VCC − VR1 − VBEQ6 − VSATQ6——每个器件“离轨多远”是输出电流的函数，选型时按你自己的负载电流查 VOH/VOL 曲线，而不是看 headline 的“rail-to-rail”三个词。

把“离轨”算一遍（本库示意，教科书量级）：5 V 单电源、双极射随器输出、负载 10 mA——离轨 ≈ VBE(0.6 V) + 电阻压降 + Vsat(0.2 V 量级) ≈ 1 V 量级，即 VOH ≈ 4 V；CMOS 共源输出离轨 = I×RDS(on)，10 mA×5 Ω 才 50 mV，VOH ≈ 4.95 V。两类结构差 20 倍——这就是“满摆 ADC 驱动选 CMOS RRO”的算术根据；但反过来 CMOS 的 Zo 高（§5.9 的 50~200 Ω 量级），带容性负载时 §7.3 的陷阱等在前头。轨到轨输出的两个代价总是同时出现（教科书通识；数值为本库示意）。

6. 与 TL431 的关系：当运放遇上“自带动车的基准”

TL431 ≈ 带 2.495 V 基准的运放——更精确地说：一个同相端接内部基准、开环增益 55~60 dB（直流，几十 kHz 后滚落，03_环路补偿与TL431光耦 §4.2 口径）、输出级是“阴极受控电流源（并联调整）”的误差放大器。它和真运放的差别决定各自的地盘：

维度 TL431（../TL431/） 通用运放 + 基准
直流精度 自带基准 2.495 V、±0.5%~±2% 按档——基准与 EA 一体 基准另配，精度 = 两者散差叠加
输出形式 开集、灌电流（并联调整） 推挽，可源可灌
增益/带宽 55~60 dB、几十 kHz 后滚落（天生积分器） 100 dB 量级、GBW 按 MHz 计（教科书通识）
使用约束 IKA ≥ 1 mA；阴极容性负载有稳定禁区（0.01~1 µF 级） 无阴极电流概念，但有容性负载极点
最舒服的位置 隔离电源次级：直接量输出、出补偿零点、经光耦传误差 初级/次级信号链、有源滤波、比较、缓冲

何时用哪个（本库归纳）：

反过来“把运放当 TL431 用”也不白给：分立“基准+运放+调整管”的并联稳压完全可行，但基准散差、EA 失调、补偿三项核算分三家 datasheet 记，而 TL431 一张纸记完还便宜——这就是它统治次级反馈三十年的原因（本库归纳）。

（TL431 的完整规格与 17 dB 增益壁等环路核算，见 ../TL431/00_规格书全译 与 ../TL431/01_BassoTND381环路全译。）

7. 失效与陷阱（判据版）

7.1 超共模反相（phase reversal）

现象：输入共模越过 VICR 后，运放输出翻到错误极性或锁死——环路瞬间变成正反馈。判据：SLOA011 §5.4 的两个数字——上沿 VCC−0.9 V（0.3 V 电流源压差 + 0.6 V VBE）、下沿 −VEE+0.6 V（电流镜关闭）——超界即输入级关闭（教科书通识，判据口径为 00 篇原文）。陷阱位：掉电/启动瞬态里分压中点还没建立、而被测电压已在——比稳态超界更常见。对策：共模按“上电全程”核算，不只按稳态（本库归纳）。

7.2 撞轨假饱和

现象：输出“稳”在离轨 1~1.5 V 处不再动，环路增益骤降、调节失效，示波器上像饱和又不像。判据：§5.6 的 VOM± 公式——VOH/VOL 是负载电流的函数。库内对应：UC3842 COMP 的 VOH≈6 V/VOL≈0.7 V（UC3842/01）；COMP 开路时“飞到 VOH≈6 V → 满占空比”就是撞轨的反向利用（危险失效）。对策：COMP 摆幅设计按“VOH−VOL 全窗”映射占空比全范围，别按理想轨算。

7.3 容性负载振荡

现象：运放输出直接挂长线/大电容后高频自振。判据：f₀ = 1/(2π·Zo·CL)（SLOA011 图 5-7 口径）——Zo=100 Ω、CL=1 nF 时 f₀≈1.6 MHz（本库示意）；若 f₀ 落进环路带宽，极点在 fc 处吃 −atan(fc/f₀) 度相位。电源里的实案：Comp 脚补偿电容（大电容直挂输出级的 EA 尤其小心）、软启动电容、ISENSE/VS 引脚滤波电容。对策：输出与电容之间串隔离电阻（把 CL 与主环路解耦，教科书通识）；或选 Zo 低的输出结构。对照：TL431 的同类禁区在阴极（§6）——两类器件的容性负载陷阱方向相反：TL431 怕阴极挂容，运放怕输出挂容。

7.4 单电源的负压反偏（掉电窗口）

SLOA030 的两段保护（Case 3/4 与 Summary）给出判据：VCC 掉电而输入仍有负电压时，负压几乎全部落在反相输入上——反向电压击穿（SLOA030 引言“输入极易反向击穿”）。对策照抄原文：肖特基/锗二极管钳位（压降 ~200 mV 不伤输入）+ 拆电阻限流。电源映射：外部接口（风扇调速、远端采样、电池反向）在任何“板电已断、信号还在”的时刻都构成此工况（本库归纳）。

7.5 PSRR 高频塌陷 + CMRR 的频率面

SLOA011 §5.11 的直接引文：开关电源噪声 20~200 kHz 以上，kSVR 在这些频段几乎为零——电源噪声 1:1 变成输出噪声。给运放的 VCC（尤其取自辅助绕组时）加 RC/LC 退耦，并把退耦后的残余纹波按“噪声增益 × 残余”折进输出误差预算（本库归纳）；CMRR 同理是直流参数、随频率跌（§5.10）——采样点共模里的开关纹波别指望 CMRR 挡。

把核算做一遍（本库示意）：运放放大 30 倍（01 篇 Case 1 的 m=30 量级），VCC 上 100 kHz 开关纹波 50 mV、PSRR 在该频点按 0 dB（即 1:1）——输出端出现 1.5 V 的同频纹波，直接淹没信号。同一个电路把 VCC 用 RC 退耦到 5 mV 残余，输出纹波降到 150 mV——先退耦后选型，顺序不能反（数值为本库示意）。

7.6 m/b 设计法在电源里的落地

01 篇 的四 Case 法在电源里的对号入座（本库归纳）：

8. 一条完整链路的走读：从输出电压到占空比

把三个岗位串起来走一遍隔离反激的“一圈”（电压环取 NCP1342 口径、电流环取 UCC28781 口径——两颗库内深读 IC 各取其最完整的一段；数字见各篇引用），看运放家族在每个节点上扮什么角：

电压环（慢，NCP1342 口径）：
  VOUT ──分压──> TL431 REF（虚地 2.495 V，±1% 档基准在这里）
          TL431（≈运放：55~60 dB、补偿 RC 接 REF–阴极间出零点 fc/10）
          ──阴极电流──> 光耦 LED ──CTR──> 光耦晶体管
          ──拉 FB──> NCP1342 内部 20 kΩ 上拉到 5 V（光耦极点 ≈1.6 kHz，正落带宽！）
          ──> FB 比较/谷选择 → 峰值电流指令

电流环（快，UCC28781 口径）：
  初级电流 ──RCS──> 开尔文采样 ──前沿消隐 108/190 ns──> CS 比较器
          （阈值 = FB 电流映射 153~801 mV；OCP 硬阈值 1.22 V）
          ──26 ns 传播延迟──> PWM 锁存复位 → 占空比

精炼速查

三岗位 × 参数优先级（迷你版）

P0（一票否决） P1（计入核算） P2（查一眼）
环路 EA VICR、VOH/VOL、Zo×CL AVD/GBW、VIO、IIB、PSRR、SR 噪声、IDD
电流检测 VICR（高端）、VIO、CMRR 滤波/LEB 时序、IIB、噪声、PSRR GBW、SR、IDD
辅助/偏置 VICR、IDD（待机链） VIO、噪声、PSRR 其余

内置 EA 对决表（库内口径）

UC3842 COMP NCP1622 VCTRL TL431
类型 电压型，开集+0.5 mA 源 OTA，GEA 200 µS、±20 µA 并联调整，灌电流
增益 90 dB / 1 MHz GEA×Zf（跨导口径） 55~60 dB（直流）
门坎/基准 2.5 V（2.42~2.58 V） 2.5 V（2.44~2.56 V） 2.495 V（±0.5%~±2% 档）
被外部驱动 允许（光耦直拉是其设计意图） 禁止（DS 警告） 允许拉（阴极本身就是被拉节点）

十条军规

  1. 先问共模，再谈增益——超 VICR 即反相（SLOA011 §5.4 判据）。
  2. 精度由门坎决定：内置 EA ±3.2% 窗口锁死初级侧调节；要精度就搬去次级 TL431。
  3. OTA 输出（VCTRL 类）禁止外部驱动；开集 COMP 才欢迎光耦直拉。
  4. 检流电阻先做两项核算：信号（I×R vs 阈值）与损耗（I²R）——大功率换 CT（NCP1681 的 8.9 W 教训）。
  5. CS 链配套组合：开尔文 + 前沿消隐 + 单点地；阈值分层（调节阈值 vs OCP 硬阈值）别混用。
  6. “轨到轨”拆四个承诺买；输出到轨的代价是 Zo 高、容性负载差。
  7. VOH/VOL 按自己的负载电流查曲线——撞轨假饱和的判据在负载线上。
  8. 容性负载算 f₀=1/(2π·Zo·CL)：落进带宽就吃相位；串隔离电阻解耦。TL431 方向相反：阴极别挂容。
  9. PSRR 是直流参数：20~200 kHz 开关噪声直接进输出——VCC 退耦是必选项。
  10. 单电源设计按 m/b 四 Case 走流程；VCC 当参考时，它的噪声会被增益放大（SLOA030 Case 1 原文警告）。

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