MP6922 — 02 内部框图与工作原理

对标 TI “Detailed Description” 章节：Overview → 框图走读 → 逐功能机理 → Device Functional Modes。全部机理依据 MPS MP6922 Rev. 1.26 第 8~10 页 OPERATION / Light-load Latch-off / RCP 各节与电气特性表；推断与经验单独标注。

本篇总结

1. MP6922 的本质是两路“具有调节能力的电子二极管”：体二极管先行导通（VDS≈−0.5 V）→ 探到 −70 mV 开通 → 导通期把 VDS 调节在 70 mV → 电流将反向时 +30 mV 判据+20 ns 级快关。整条链路不需要初级控制器给任何同步信号。
2. 70 mV 调节是全片最精妙的设计：电流变小时主动把栅压往下带、让 r_DS(on) 变大，使 VDS 恒挂在 −70 mV——这样电流一过零 VDS 立刻穿 +30 mV 关断阈值，倒灌只可能有一小口，而不是等 r_DS 很小时倒灌几安才被发现。
3. 快关断的“死区预算核算”：以 12 V/15 A、100 kHz LLC 为例，次级电流过零斜率 ≈14.8 A/µs，关断总延迟 45 ns（10 nF 栅）意味着判据触发后倒灌只多走 ≈0.7 A；若换成 300 ns 级的慢控制器就是 4.4 A——这就是特性表给 35/45 ns 的物理意义。
4. 消隐是双向的：开通后 1 µs 内不许关（但关断阈值抬到 +100 mV 留后门）、关断后 1.6 µs 内不许开——防的是 LLC 次级振铃把比较器当琴键按。手册明文警告：CCM 下同步导通期别短于 1 µs。
5. 轻载锁闭 TLL 有两条进入路径（导通脉宽 <T_LL 持续 120 µs；或关断期 >50 µs 的突发路径）+ 两条退出路径（体二极管“真导通” >T_LL+0.2 µs；或 VDS<−70 mV）——判断依据全是“VDS 说了算”，无需系统通信。
6. RCP 是关断阈值之外的第二道防线：RCP 脚经分压器盯漏极尖峰，>3 V 即双通道同锁 100 µs，专治“高频 CCM 下快关断也来不及”的极端瞬态；锁闭期变换器退化为纯二极管整流，效率掉但安全（退化行为属推断）。
7. 手册原文与特性表多处不一致（开通延迟 200 ns vs 表 150/250 ns；关断 20 ns vs 表 15/35/45 ns；消隐期关断阈值 +100 mV vs +50 mV vs 表 +30 mV）——本篇一律以电气特性表为准并逐条注明。
8. 一个手册没明说、但机理上成立的推论：T_LL=2.2 µs 默认值隐含了频率上限——fsw 高到半周期导通 <2.2 µs 时重载也会被误判轻载，因此高频设计应选 SOIC14 调小 R_LL（详见 9.4，属推断）。

1. Overview：为什么 LLC 的 SR 比反激难一个量级

反激次级电流是三角波：斜率恒定、导通窗口宽，“体二极管先导通→开通→过零前关断”三步走几乎不会踩空。LLC 次级电流是准正弦：导通窗口窄、过零斜率大、轻载直接断流（DCM/突发），三座大山：

• 正弦电流：过零处 di/dt 最大，留给“探测→关断”的时间窗口最窄；
• 轻载断流：突发模式下次级长时间无电流，SR 控制器若还在按周期开关，白白烧驱动损耗还可能被振铃误开通；
• 死区振铃：两臂交替的间隙里漏极在谐振腔激励下来回荡，谁的阈值不设防谁就误动作。

MP6922 的功能清单（70 mV 调节、快关断、双向消隐、TLL、RCP）就是逐条回应这三座大山。支持 DCM/CrCM/CCM 三工况（手册 §12 开篇）：DCM/CrCM 下按“forward mode”控制、电流相当低时关栅；CCM 下靠“非常快的瞬态”触发关断——下面逐个拆。

先看反激与 LLC 的工况对照（为什么不能拿反激 SR 控制器硬套）：

要点：反激 SR 的投入在“别误开”，LLC SR 的投入在“及时关+轻载闭嘴”。MP6922 的功能清单全部长在后者上。

2. 框图走读（图 1，MPS MP6922 Rev.1.26 翻拍自手册）

按信号流从左到右读：

检测（左）                    判据（中）              执行（右）
VD1 ──[钳位二极管]──[Protection Switcher]──► Comparator ──┐
VS1 ──────────────────────────────────────► (ch1)       ├──► Driver1 ──► VG1
VD2 ──[钳位二极管]──[Protection Switcher]──► Comparator ──┤
VS2 ──────────────────────────────────────► (ch2)       └──► Driver2 ──► VG2
                                   Logic ◄── VDD Protection ◄── VDD
              RCP ──┐               ▲ ▲
              LL  ──┴───────────────┴─┘（EN 亦入 Logic）
                                          Driver2 输出内侧挂内部下拉电阻

• 两个“Protection Switcher”：VD 脚内部的高压开关/保护级，与框图里 VD 支路上的钳位二极管符号一起，对应 §12.2 的 VD 钳位（3.2 节）——180 V 高压不能裸进比较器。
• 两个 Comparator：各自拿 VD−VS 与三套阈值（−70 mV 开通 / 70 mV 调节 / +30 mV 关断，见 4.x 节）比，输出开/关请求。
• 中间的 Logic 是共享控制核心：EN、RCP、LL、VDD 保护（UVLO/热关断）全部汇入 Logic，再下控两路比较器/驱动器——这解释了为什么 RCP 锁闭是双通道同锁、UVLO 使全片进入睡眠：决策在公共层。
• Driver 输出内侧的电阻：对应 §12.3“睡眠时栅极被 10 kΩ 拉低”；而电气表的 1 Ω 下拉阻抗是有源下拉——两者分工：休眠态依靠 10 kΩ 维持低电平，正常关断用 1 Ω/3 A 快速拉低（内部结构的对应关系属推断，框图未细分）。
• 引脚对应（SOIC14）：VD1(9)/VS1(8)→VG1(13)；VD2(6)/VS2(7)→VG2(2)；EN(3)、RCP(11)、LL(4)→Logic；VDD(12)、PGND(1/14)。
• 框图里“看不见”的机制：TLL 定时器、UVLO、热关断、双向消隐在框图上都被折叠进“Protection/Logic”两个方块里没细画——这提示两点：其一，这些机制全部作用于 Logic 层（所以 RCP/UVLO 才是双通道联动的）；其二，框图不能当内部电路图用，细粒度行为以特性表+OPERATION 正文为准（工程上“框图定性、表格定量”）。

3. 一个开关周期：开通 → 导通 → 关断三相位

先看官方 180 W 平台的实测波形建立直觉（12 V/15 A，220 Vac 输入，2 µs/div）：

读图：V_DS1/V_GS1 为通道 1、V_DS2/V_GS2 为通道 2。每个半周期里，V_DS 先呈现一个向下的尖谷（体二极管导通+开通延迟段），随后 V_GS 抬起、V_DS 被钳在低位（导通，70 mV 量级在 20 V/div 档位上贴着零线）；两通道 V_GS 交替、中间留出间隙——那就是快关断与消隐共同守住的换向窗。半周期约 5 µs，与 100 kHz 量级的 fsw 相符（官方平台具体频率手册未标，待核实）。

符号约定（与电气特性表一致）：以 VDS = VD − VS（漏减源）表述。SR 管导通时电流走“源→沟道→漏”（I_SD），故导通态 VDS 为负：VDS = −I_SD×r_DS(on)。

3.1 开通相位（Turn-on Phase）

• 动机：让 MOSFET 恰在体二极管开始导通时接替，把 0.5~0.7 V 的二极管压降换成 70 mV 量级的沟道压降。
• 机理：次级电流先流经体二极管，VDS≈−500 mV（手册 §12.6：<−500 mV），远深于 −70 mV 开通阈值 → 触发；经开通延迟 T_Don 后栅极抬起。
• 数字：T_Don typ 150 ns @C_LOAD=5 nF，250 ns @10 nF（特性表）。正文写 200 ns——与表不符，以表为准。这 150~250 ns 里电流仍走体二极管：损耗 = V_F×I×t×fsw。以 12 V/15 A、100 kHz LLC 为例（I_pk≈π/2×15≈23.6 A，过零斜率 di/dt=2πf×I_pk≈14.8 A/µs）：250 ns 延迟末电流已达 14.8 A/µs×0.25 µs≈3.7 A，期间平均 1.85 A，二极管损耗 0.7 V×1.85 A×250 ns×100 kHz≈32 mW/通道——不大，但这就是“为什么栅负载越大损耗越高”（10 nF 比 5 nF 多承受 100 ns）。
• 设计含义：SR 管选型时 Qg/Ciss 进入“延迟预算”，不是越小越好（r_DS(on) 与 Qg 天生矛盾，03 篇第 1 步专门做这项核算）。

3.2 导通相位与 70 mV 调节（Conducting Phase）——全片核心

• 动机：如果栅极全程满驱，r_DS(on) 很小（比如 5 mΩ），电流过零后要倒灌 30 mV/5 mΩ=6 A 才能把 VDS 顶过 +30 mV 关断阈值——中心抽头拓扑里这就是直通。必须让“电流接近零”这件事提前反映到 VDS 上。
• 机理（手册 §12.7）：VDS=−I_SD×r_DS(on) 随电流下降而回升；一旦升过 −70 mV，控制电路停止上拉栅驱动，栅压回落 → r_DS(on) 变大 → VDS 被压回 −70 mV。这是一个负反馈环：电流一路下降，栅压一路退，r_DS(on) 一路涨，VDS 恒在 −70 mV。效果：管子被“仿真”成一个 70 mV 压降的二极管，且r_DS(on) 在过零时已经被养大，过零后只需很小的反向电流就能把 VDS 顶过 +30 mV——关断判据又快又准。
• 核算示例：设过零时调节环把等效 r_DS 升高到 30 mΩ，则 +30 mV 阈值对应反向电流 30 mV/30 mΩ=1 A；对比满驱 5 mΩ 时的 6 A——调节功能把潜在倒灌压到 1/6。代价是导通期多承受 (70 mV−0)×I 的额外压降：11.8 A(RMS)×70 mV≈0.83 W？不——调节只在电流小时介入，重载时 VDS=−I×r_DS 本来就深于 −70 mV、栅压饱和（图 3），调节点根本不参与；真正的代价只在电流小段，可忽略。重载饱和、轻载调节两个工况的波形对比如下两图（翻拍自手册图 3/图 4）：

重载（图 3）：电流大，VDS=−I×r_DS 深过 −70 mV，栅压先饱和（满驱，把导通损耗压到最低）；VDS 回升到 −70 mV 后栅压才下降进入调节。轻载（图 4）：电流小，栅压从不饱和，开通后立即下降进入调节——VDS 全程贴着 −70 mV。

为什么是 70 mV，而不是 40 mV（MP6908 口径）或 150 mV？（本段为设计逻辑分析，数值均手册事实）判据链是“开通 −70 mV ↔ 调节 70 mV ↔ 关断 +30 mV”三值联动：调节点必须高于关断阈值（否则电流还没小就被判关断，导通期被腰斩），又要低于体二极管平台（~500 mV，否则开通后立刻进入调节、r_DS 提前变大徒增损耗）。70 mV 把三值排成 −70/…/+30 的等距阶梯，两侧各留一倍余量；40 mV 级更省压降但要求比较器失调更小、抗噪裕量更薄（+30 mV 关断判据离它只有 70 mV）；150 mV 级则白白多烧 (0.15−0.07)×I 的压降。MPS 在自家单通道用 40 mV、这颗 LLC 双通道用 70 mV——前者为反激方波大窗口优化，后者为正弦窄窗口把“可靠关断”的权重调高（此对比为跨型号归纳，属分析性推断）。

阈值纪律：V_fwd 的 55/70/85 mV（min/typ/max）是调节点；重载大电流时 85 mV max 意味着最坏 0.085 V×11.8 A≈1 W 级的“仿真压降”——仍远优于体二极管的 5.25 W（7.5 A×0.7 V）。

3.3 关断相位（Turn-off Phase）与“死区预算核算”

• 机理（§12.8）：VDS 升过 +30 mV 关断阈值（表中“关断阈值(VS−VD)=−30 mV typ”的相反数）→ 控制电路把栅驱动拉低。关断传播延迟 15 ns typ；带栅负载的总延迟 T_Doff=35 ns（5 nF）/45 ns（10 nF）typ。特性栏“Fast Turn-off Total Delay of 20 ns”与正文“~20 ns”应理解为无重负载/传播级的宣传口径，带载设计请用特性表 35/45 ns。
• 死区预算核算（把 45 ns 放进真实工况）：LLC 半桥 12 V/15 A 输出、fsw=100 kHz 时，次级准正弦电流过零斜率 di/dt = I_pk×2πf = 23.6 A×6.283×10⁵ ≈ 14.8 A/µs。判据触发后栅极还在放电信道里，45 ns 内电流继续反向：ΔI = 14.8 A/µs×0.045 µs ≈ 0.67 A。加上过零前调节环已把 r_DS 增大（3.2 节的 1 A 判据），一次换向的倒灌电荷量级在 µC 以下——体二极管应力很小。对照组：一台总关断延迟 300 ns 的慢控制器，同样斜率下倒灌 4.4 A，中心抽头两臂构成回路，轻则效率凹陷、重则直通炸管。这就是“快关断”的数值意义。
• 关断后：加 1.6 µs 消隐（见 4.1），期间绝不开通，等振铃衰减、另一臂接替导通。

3.4 DCM/CrCM 与 CCM 的分工

手册 §12 开篇：DCM/CrCM 用 forward mode 控制，“电流降到相当低就关栅”（3.2 的调节机制正是实现这一功能的）；CCM 则“在出现非常快的瞬态时关栅”——CCM 的电流过零更陡、换向更猛，主要靠 +30 mV 快判据 + RCP 后备保护。要点：DCM/CrCM 依赖调节环，CCM 依赖快关断（此归纳为本库对原文的解读，属表述性推断）。

3.5 三相位时序总表（设计速查）

三个相位的时间常数差了两个量级（250 ns → 实时 → 45 ns），不对称得很有章法：最贵的动作（关断）做得最快。把这张表和 04 篇排查流程树对照使用：VG 与 VDS 同屏时，三个相位各自的“迟到”对应不同的陷阱。

4. 逐个功能讲机理

4.1 消隐（Blanking）——把比较器的耳朵捂住一会儿

• 开通消隐 ≈1 µs（即最小导通时间 T_MIN，特性表 1 µs typ @5 nF）：开通后 1 µs 内关断判据不被完全消隐，而是阈值从 +30 mV 抬到约 +100 mV（§12.1 与图 2 标注 +100 mV；§12.6 又写“0 mV→+50 mV”——前后不一致，以 §12.1/图 2/特性表关断阈值 +30 mV 的体系为准）。意图：开通振铃若真把 VDS 顶得很正，仍能关掉（慢一点也比关不掉强），同时正常振铃不会误关。
• 关断消隐 1.6 µs（T_OFF）：关断后 1.6 µs 内绝不开通——防关断振铃把 −70 mV 开通阈值误触发。
• 手册的明文警告（§12.1）：“不建议把 LLC 变换器 CCM 工况下的同步导通周期设得小于 1 µs，否则可能发生直通”——因为消隐期内的关断又慢又靠后门。换算成频率：CCM 半周期导通 <1 µs 意味着 fsw 逼近 300 kHz 上限的用法要格外小心（推断换算）。
• 类比：消隐就像按完电梯按钮后的 1 秒防抖——期间再按不响应；但火警按钮（+100 mV）仍然有效。

图 2 读图：VDS 轴从上到下 +100 mV（消隐期关断阈值）、+30 mV（正常关断阈值）、−70 mV（开通阈值）；Flag 行标出 ~1 µs 开通消隐窗；三个区间依次为 Turn On Delay（由体二极管导通承担）→ Turn On Blanking → Turn Off Delay（“Driver begin to be pulled down”到“Driver turn off”）。

4.2 VD 钳位（VD Clamp）与高压 JFET

• 动机：VD 脚直接接在漏极上，LLC 次级关断管漏极应力 ≈2×V_OUT+振铃（12 V 输出即 24 V+振铃，24 V 输出即 48 V+振铃），输入级必须承受高压；同时漏极偶尔振到 0 V 以下，−0.7 V 的绝对最小额定值需要保护。
• 机理：输入用高压 JFET（§12.2）；特性曲线给出 VD 结构击穿电压 225~265 V（随温度）——180 V 连续耐压之外还有余量。当 VD 跌破 −0.7 V，钳位支路导通，手册建议串小电阻限流。
• 数字：I_bias ≤1 µA max @VD=180 V → 串 1 kΩ 时正常检测附加误差仅 1 mV（占 70 mV 判据的 1.4%）——串联电阻在检测精度上几乎免费。钳位电流额定值手册未给，取值上限无法从手册算出，工程口径 10 Ω~1 kΩ，官方 180 W 图用 10 Ω 级（R24/R26/R28=10 Ω，归属待核实），属业界经验。

4.3 UVLO 与 EN——两道“供电门卫”

• VDD UVLO：上升 5.0/6.0/7.0 V、迟滞 0.5/1/1.5 V。低于阈值进睡眠模式，栅极被 10 kΩ 拉低（§12.3）。注意推荐工作条件是 8 V 起——UVLO 6 V 只是“下限保护”，设计要让 VDD 稳在 8 V 以上（曲线显示 UVLO 上升阈值全温区 5.7~6.15 V，很稳）。
• EN 两级（§12.4+特性表）：EN 超过关断阈值 1.5 V typ → 内部逻辑启动但栅驱动仍锁闭；超过 EN UVLO 3.0 V typ → 驱动解锁。各 0.2 V 迟滞；内部 10 µA 上拉 → 悬空即使能。用途：系统可用光耦/检测信号“先给逻辑、后放驱动”；关机时拉低 EN，静态电流进 600 µA 档（VDD=20 V 关断电流 ≤600 µA）。
• 为什么做两级：中间态（1.5~3.0 V）“脑子醒了、手脚还锁着”——便于上电时序管理与安全联锁。设计红线：别用慢 RC 让 EN 长时间停留中间态（01 篇 3.6）。

4.4 热关断（Thermal Shutdown）

结温超 150 ℃ → 栅拉低、停止开关；降到 120 ℃（迟滞 30 ℃）→ 自动恢复。迟滞的意义：防止在阈值点“开-关-开”热振荡。工程含义（推断）：SR 掉线 → 导通压降从 70 mV 变 0.7 V → 损耗涨一个量级 → 更热 → 若根因不除（散热/过流），每次恢复都更糟。热关断是保险丝，不是散热方案。

4.5 供电来源：VDD 8~24 V 从哪来

手册未设供电专章；官方应用图（第 1 页与图 5）中 VDD 挂在次级侧输出网络（12 V 输出直连，U3 配 C15=2.2 µF 去耦）——输出直连是 LLC 应用下的自然选择：VDD 范围 8~24 V 正好覆盖 12 V/19 V/24 V 输出。连带后果：输出正常供电时 SR 工作，输出跌落时 SR 随之停止（突发时 VDD 随输出波动，UVLO 6 V 下限 + 去耦电容在间歇期维持供电，03 篇第 3 步算电容）。

5. 轻载锁闭（Light-load Latch-off, TLL）——专治 LLC 轻载

5.1 为什么要锁

轻载下 LLC 进 DCM/突发，次级断流。SR 控制器若继续按振铃“见缝插针”地开关：驱动损耗 Q_g×V_GS×f 白烧（45 nC×9.8 V×100 kHz×2 管 ≈ 88 mW，轻载时这是可观的一块）；误开通还可能搬运倒灌。锁闭后全片进 <600 µA 档——这就是“兼容 Energy Star 与 0.5 W 待机”的实现路径（对应专利见手册注 1）。

5.2 正常路径：导通脉宽判据（§13.1）

• 进入：每个开关周期中 MOSFET 导通期 <T_LL（默认 2.2 µs @R_LL=100 kΩ），持续 T_LL-Delay=120 µs typ（150 µs max） → 锁闭栅驱动。120 µs 的“持续要求”防的是单次瞬态（负载阶跃、扰动）误锁。

• 锁闭中的监视：VDS 检测继续监视体二极管导通期——当 VDS 超过 −250 mV（V_LL-DS，−400/−250 mV min/typ）视为体二极管导通期结束。若体二极管导通期 >T_LL+T_LL-H=2.4 µs（迟滞 0.2 µs）→ 负载恢复 → 解锁，恢复同步整流。

• 判据哲学：进入看“SR 是否有导通的必要”（导通脉宽窄=电流小），退出看“体二极管是否真在承担大电流”（>2.4 µs 的体二极管导通=真负载）。迟滞 0.2 µs 防止在临界点反复进出。

• T_LL 可调（仅 SOIC14）：

  T_LL = 2.2 µs × R_LL / 100 kΩ

  例：R_LL=68.1 kΩ → T_LL=2.2×68.1/100=1.50 µs。怎么定 T_LL 目标值见 03 篇第 5 步。

5.3 突发路径：关断期判据（§13.2）

若同步 MOSFET 的关断期 >T_LL-OFF=50 µs（突发间歇的典型形态）→ 直接进轻载锁闭。解锁条件不同：VDS<−70 mV（体二极管开始导通的瞬间即解锁）。两条路径的差异：正常路径看“导通脉冲太窄”，突发路径看“安静得太久”——后者唤醒更敏捷（一有电流苗头就上）。V_LL-GS=1.0 V（VG−VS，特性表）是导通脉宽计数的栅压判据——“栅压超 1 V 才算真导通”（该参数由设计与表征保证，注 6）。

5.4 高频下的 TLL 陷阱（重要推论，属推断）

T_LL 默认 2.2 µs 的隐含前提：重载导通脉宽必须明显大于 2.2 µs。CCM LLC 的每管导通窗口 ≈ 半个开关周期：

• fsw=100 kHz → 半周期 5 µs，导通 ~4.5 µs ≫ 2.2 µs ✓
• fsw=200 kHz → 半周期 2.5 µs，导通 ~2.2 µs → 贴着阈值 ✗
• fsw=300 kHz → 半周期 1.67 µs，导通 ~1.5 µs < 2.2 µs → 重载也被锁闭 ✗✗

所以：SOIC8/SOIC8E（T_LL 固定 2.2 µs）实际上把安全工作频率压到 ~200 kHz 以内；更高频率必须用 SOIC14 调小 R_LL（并把 03 篇第 5 步的两端约束重算）。手册未明说此约束，由 T_LL 机理与特性表数值推得——设计时务必按自己的 fsw 复核。

6. 反电流保护（RCP）——快关断的第二道防线

• 场景（§13.3）：LLC 高频 CCM 下，换向瞬态极快，“快关断”也可能来不及——电流已反向而栅还没关，中心抽头拓扑里两管+体二极管构成直通回路。
• 检测：电流反向时可在漏-源间观察到高压尖峰；RCP 脚经分压器监测该尖峰。分压比设计（按“多大尖峰该触发”反推）见 03 篇第 6 步；官方图使用 R19 10 kΩ、R20 2 kΩ+C11 1 nF、D6 等多级网络（完整连接以原文第 11 页为准）。
• 动作：RCP 脚电压 >V_RCP=3 V typ（内部 5 V 基准）→ 两通道驱动同时锁闭 T_RCP=100 µs → 到期自动恢复同步整流。
• 时间尺度感：100 µs @100 kHz = 10 个完整开关周期。也就是说一次 RCP 触发，变换器要当 10 个周期的“纯二极管整流器”过活（12 V 输出下二极管整流多耗 ~9 W 级，见 03 篇第 1 步对照）——RCP 动作是“安全带拉紧”，不是免费的重试机制；若现场发现 RCP 频繁触发，系统平均效率会明显低于设计值，必须回查分压比与换向应力（推断+算术）。
• 为什么双通道同锁：倒灌牵涉两臂构成的回路，只锁“肇事”一路，另一路的体二极管/沟道仍在回路里；全锁 100 µs 让回路彻底断电平息。锁闭期变换器退化为纯体二极管整流（效率临时下降但安全）——退化行为属本库推断，手册只说“重新开始同步整流”。
• 与最小导通时间的关系：MP6922 有 1 µs 最小导通（开通消隐）而无短于 1.6 µs 消隐之外的“最小关断时间限制”意义上的负向约束——即关断可以“零犹豫”立即执行；RCP 补的是关断之后仍压不住的极端倒灌（快瞬态超过 35/45 ns 关断链路的反应窗）。两道防线各管一段：+30 mV 快判据管常规换向，RCP 管异常尖峰。

7. Device Functional Modes（工作模式总表）

（电流档位归属：4 mA 为正常态 I_q；600 µA 档对应轻载模式电流/关断电流，特性表口径。）

7.1 全负载行程上五套机制的接力

把 TLL、调节环、快关断、RCP、UVLO 放到负载轴上看接力关系（本节为归纳图景，判据数值均手册事实）：

接力的含义：任何负载段都有且只有一个“主导机制”，排障时先判断当前工作点落在哪一格，再去查对应机制的外围（R_LL/RCP 分压/VDD），比漫无目的抓波形快得多。

8. 数值不一致清单（正文 vs 特性表，一律以表为准）

MP6922 手册正文与电气特性表存在四处不一致（00 篇译注 2 逐条核对过 PDF 词坐标）。读数规则：以电气特性表为准，正文仅作定性理解：

规律：所有冲突都发生在“延迟与阈值”两处，方向一致——正文数字偏乐观。做保护预算、写自动化测试判据时引用表值；写技术报告时注明口径差异即可。

9. 温度特性与全温区表现

五幅温度曲线（−50~+150 ℃）在 01 篇第 6 节逐条列了设计含义，从工作原理视角再归拢成两句：

• 判据链全温区稳定：V_fwd 68~72 mV、UVLO 5.7~6.15 V 的漂移都远小于阈值间隔（70→30 mV 之间 40 mV 的判据走廊 vs ±2 mV 漂移）——温度不是误触发的主要来源，振铃与布局才是（04 篇）。
• 两个会随温度变差的量要进热设计：I_q 高温端 4.8 mA（自耗温升正反馈的最后一块拼图）；VD 击穿电压高温端反而更高（225 V+）——高压输入不惧热，惧的是负振铃（与温度无关的 −0.7 V 下限）。

精炼要点

上一级：MP6922