NCP1654 规格书全译 —《Power Factor Controller for Compact and Robust, Continuous Conduction Mode Pre-Converters》（用于紧凑、稳健型连续导通模式预变换器的功率因数控制器）

原文：onsemi《NCP1654 — Power Factor Controller for Compact and Robust, Continuous Conduction Mode Pre-Converters》Datasheet，文档编号 NCP1654/D，Rev. 7，2021 年 8 月，© Semiconductor Components Industries, LLC, 2016。正文 21 页 + SOIC−8 封装尺寸图 2 页（CASE 751−07，文档 98ASB42564B）+ 法律条款页，PDF 共 24 页。原文 PDF：datasheet/NCP1654_datasheet.pdf。 本篇为规格书全文忠实翻译：逐节覆盖描述/特性/订购信息与标记图/引脚定义（8 脚逐一）/绝对最大额定值全表/电气特性全表（min/typ/max 逐行，按原文 13 个功能块分组）/内部框图/详细工作描述全节（含式 1~23 全部方程与变量定义）/OVP·UVP·Brown-out·OPL·OCP·UVLO·热关断全部保护/300 W 65 kHz 应用电路/典型特性曲线（图 2~30 逐图）/封装与机械信息。版权归 onsemi。 ⚠️ 字形替换说明：文本提取版存在系统性 PDF 字形替换——µ→m（µA→“mA”、µS→“mS”、µVA→“mVA”）、Ω→W、θ→q；公式符号亦被替换：“=”→“+”、“−”→“*”、“＋”→“)”、“×”→“@”、“√”→“Ǹ”、“π”→“p”、“<”→“t”、“∝”→“T”。已对照原版 PDF 版面提取与页面渲染逐式核对还原（式 1~23 全部经双重验证），关键还原处随文标注。 ⚠️ 原文内部不一致/存疑处均以「译注」标明（图 40 OTA 标注 ±20 µA vs 特性表 IEA ±28 µA、Brown-out “0.7 V 迟滞”表述、T_OVP 测试条件写法、I_CS(OPL2) 单位空缺、“50 ro 60 Hz” 拼写等），以电气特性表为准。 插图为原版图翻拍（img/ds 前缀，共 16 张，裁自 NCP1654/D Rev. 7 原版 PDF 第 1、5~7、9、12~14、16~17、19~21 页），每张含原图图题，未做任何描改。

1. 描述（DESCRIPTION，首页全译）

NCP1654 是一款用于连续导通模式（Continuous Conduction Mode, CCM）功率因数校正（Power Factor Correction, PFC）升压预变换器的控制器。它以固定频率模式、并依据瞬时线圈电流控制功率开关的导通时间（PWM）。电路采用 SO8 封装，使外部元件数量减至最少，并大幅简化 PFC 的实现。它还集成了高安全性保护功能——例如有效的输入功率失控（runaway）钳位电路——使 NCP1654 成为构建稳健而紧凑的 PFC 级的理想驱动器。

2. 特性（FEATURES / Safety Features / Typical Applications，全译）

通用特性：符合 IEC61000−3−2；平均电流连续导通模式；快速瞬态响应；外部元件极少；极低启动电流（< 75 µA）[译注：提取为 “mA”，系 µ→m 还原，与特性表 I_STUP max 75 µA 互证]；极低关断电流（< 400 µA）[译注：同上，与 I_STDN max 400 µA 互证]；低工作电流消耗；±1.5 A 图腾柱栅驱动；精准的全集成 65/133/200 kHz 振荡器；逐周期占空比控制的锁存式 PWM；内部微调的内部基准；带迟滞的欠压锁定（UVLO）；平滑启动的软启动；关断（Shutdown）功能；与业界标准引脚兼容；本器件为无铅（Pb−Free）器件。

安全保护特性（Safety Features）：浪涌电流（Inrush）检测；过压保护（OVP）；用于开环检测或关断的欠压检测；Brown-out（掉电/欠压）检测；软启动；精准的过流限制；过功率限制（OPL）。

典型应用（Typical Applications）：平板电视、台式 PC；AC 适配器；白色家电及其他离线式 SMPS。

3. 订购信息与标记（ORDERING INFORMATION + Marking Diagram）

† 编带卷盘规格（含器件方向与卷盘尺寸）参见《Tape and Reel Packaging Specification Brochure, BRD8011/D》。

标记图（Marking Diagram，顶视）：54Bxx / ALYW / G——xx = 65、133 或 200（对应开关频率版本）；A = 封装产地（Assembly Location）；L = 晶圆批号（Wafer Lot）；Y = 年份；W = 周次；G = 无铅封装。

4. 引脚配置与引脚功能（PIN CONNECTIONS + DETAILED PIN DESCRIPTIONS，8 脚逐一）

引脚连线（顶视图）：1 Ground｜2 VM｜3 CS｜4 Brown−Out｜5 Vcontrol｜6 Feedback｜7 VCC｜8 Driver。

5. 绝对最大额定值（MAXIMUM RATINGS TABLE，全表）

超过最大额定值表所列限值的应力可能损坏器件；若超出这些限值，不应假定器件功能正常，可能发生损坏并影响可靠性。

注 1：本器件系列含 ESD 保护并超过以下测试：人体模型（HBM）2000 V（JEDEC 标准 JESD22，Method A114E）；机器模型（MM）200 V（脚 7 除外，该脚满足 150 V）（JEDEC 标准 JESD22，Method A115A）。 注 2：本器件含闩锁（Latch-up）保护并超过 ±100 mA（JEDEC 标准 JESD78）。

6. 电气特性（TYPICAL ELECTRICAL CHARACTERISTICS TABLE，全表逐行）

条件：V_CC = 15 V，T_J = −40 °C 至 +125 °C（除非另有规定）（注 3）。 [全局译注：原提取文本中所有 “mA/mS/mVA” 单位凡属电流/电导/功率阈值者均已按原版 PDF 还原为 µA/µS/µVA——栅驱动的 100 mA 测试电流与 µA 无涉，为真实 mA。真正的 mA（I_CC1/I_CC2）已与图 30 纵轴互证。公式符号乱码（=/−/＋/×/√/π/</∝）已逐式经页面渲染还原。]

6.1 栅驱动部分（GATE DRIVE SECTION）

6.2 调节块（REGULATION BLOCK）

6.3 电流检测块（CURRENT SENSE BLOCK）

6.4 功率限制块（POWER LIMITATION BLOCK）

6.5 PWM 块（PWM BLOCK）

6.6 振荡器 / 斜坡发生器块（OSCILLATOR / RAMP GENERATOR BLOCK）

6.7 Brown-out 检测块（BROWN−OUT DETECTION BLOCK）

6.8 电流调制块（CURRENT MODULATION BLOCK，倍乘器）

注：$I_M = \dfrac{I_{cs}\times V_{BO}}{4\times\left(V_{control} - V_{control(min)}\right)}$（原表脚注 NOTE）

6.9 过压保护（OVERVOLTAGE PROTECTION）

6.10 欠压保护 / 关断（UNDERVOLTAGE PROTECTION / SHUTDOWN）

6.11 热关断（THERMAL SHUTDOWN）

6.12 V_CC 欠压锁定部分（V_CC UNDERVOLTAGE LOCKOUT SECTION）

6.13 器件功耗（DEVICE CONSUMPTION，电源电流）

产品参数性能按所列测试条件在电气特性中给出，除非另有说明；若在不同条件下工作，产品性能可能不由电气特性所指示。 注 3：以上规格给出的是参数的目标值；最终规格将在完成整机特性表征后发布。

7. 内部框图（图 1，Functional Block Diagram）

框图包含：OVP 比较器（105%·V_ref）、UVP 比较器（8%·V_ref，带 4%·V_ref 迟滞）、软启动（Soft Start）、V_out 低检测（95%·V_ref）、OTA（±28 µA）、V_control(min) 偏置、Brown-out 比较器（V_boH/V_boL = 1.3 V/0.7 V，外部 R_boU/R_boL/C_BO）、OPL 判据（I_cs·V_bo > 200 µVA[译注：提取为 mVA，系 µ→m 还原]）、OCP 判据（I_cs > 200 µA）、电流镜像（Current Mirror）与分压（Division）网络、65/133/200 kHz 振荡器、PWM 锁存（R−S，复位优先）与故障（Fault）逻辑、欠压锁定（Undervoltage Lock−Out）、基准块（Reference Block，V_ref/I_ref）、关断偏置块（Off Bias Block）、热关断（Thermal Shutdown）、输出缓冲器（Output Buffer）。倍乘器传递式标注于框图内：I_m = (I_cs·V_bo)/(4·(V_control − V_control(min)))；外部元件：R_M/C_M（VM 脚）、R_CS/检测电阻（CS 脚）、R_Z/C_Z/C_P（Vcontrol 脚 type−2 补偿）。

8. 详细工作描述（DETAILED OPERATING DESCRIPTION，全译）

8.1 引言（Introduction）

NCP1654 是一款设计工作于定频连续导通模式的 PFC 驱动器。定频工作使 EMI 标准合规以及可能污染周边系统的辐射噪声的抑制变得容易。此外，连续导通工作降低了应用的 di/dt 及其带来的干扰。更概括地说，在成本效益、可靠性与高功率因数是关键参数的系统中，NCP1654 是理想之选。它集成了构建紧凑而坚固的 PFC 级所需的全部功能：

• 紧凑与灵活（Compactness and Flexibility）：采用 SO8 封装，NCP1654 所需外部元件最少。特别是，电路方案简化了 PFC 级设计，并免除了任何输入电压检测。此外，电路还提供 Brown-out 与真实功率限制等功能，使 PFC 设计得以优化。
• 低功耗与关断能力（Low Consumption and Shutdown Capability）：NCP1654 经优化，在所有工作模式下功耗都尽可能小。启动阶段与关断模式下消耗的电流被特别减小，因此电路被禁用时 PFC 级的功率损耗被降到极低。该特性有助于满足更严苛的待机低功耗规范。只需将反馈脚接地即可强制 NCP1654 进入关断模式。
• 安全保护：NCP1654 持续监测输出电压、线圈电流与芯片温度，保护系统免受可能的过应力。集成的保护（过压保护、线圈电流限制、热关断等）使 PFC 级坚固可靠：
  • 最大电流限制（Maximum Current Limit）：电路持续检测线圈电流，一旦高于设定限值立即关断功率开关。只要线圈电流未降到其最大许可电平以下，NCP1654 也阻止功率开关的任何一次开通。该特性保护 MOSFET 免受因开关超过其规格电流所导致的过度应力。特别是，该方案在启动阶段大浪涌电流给输出电容充电时能有效保护 PFC 级。
  • 用于开环保护或关断的欠压保护（UVP）：电路检测反馈电压跌破调节电平约 8% 的情形。此时电路关断，其功耗降到极低值。该特性防止 PFC 级在低交流输入或反馈网络失效（即接触不良）时开始工作。
  • 快速瞬态响应：鉴于调节块带宽低，PFC 级输出电压可能因负载或输入电压突变（如启动时）而出现过冲或下冲过大。若输出电压偏离调节电平过远：
    • 过压保护（Overvoltage Protection）：一旦 V_out 超过 OVP 阈值（调节电平的 105%），NCP1654 立即关断功率开关。因此该应用可选用成本与体积更优的较低耐压母线电容。
    • 动态响应增强器（Dynamic Response Enhancer）：当输出电压低于调节电平的 95% 时，NCP1654 以其内部 200 µA 增强电流源大幅加速调节环路。
  • Brown-out 检测：电路检测低交流输入条件并在此情形下禁用 PFC 级。该保护主要保护功率开关免受此类条件下可能损坏它的过度应力。
  • 过功率限制（Over−Power Limitation, OPL）：NCP1654 依据 brown-out 块测得的平均输入电压计算最大许可电流。它是第二重 OCP，其阈值随输入线电压变化。当电路检测到过度的功率传输时，立即复位驱动输出。
  • 热关断：内部热电路在结温超过 150 °C（典型值）时禁用电路栅驱动并保持功率开关关断；温度降到约 120 °C 以下后恢复工作（30 °C 迟滞）。
  • 软启动（Soft Start）：brown-out 检测激活或欠压保护激活时，V_control 被拉低，不提供驱动。启动时“200 µA 增强电流源”被禁用，于是只有 28 µA 给补偿元件充电，使 V_control 缓慢抬升——从而获得缓慢增大的占空比，减小 MOSFET 上的电压与电流应力，即提供软启动功能。
• 输出级图腾柱（Output Stage Totem Pole）：NCP1654 内置 ±1.5 A 栅驱动器，可有效驱动 TO220 或 TO247 功率 MOSFET。

8.2 NCP1654 方案原理（PRINCIPLE OF NCP1654 SCHEME）

8.2.1 CCM PFC 升压变换器（CCM PFC Boost，图 31，式 1~3）

图 31 给出 CCM PFC 升压变换器：输入电压为整流后的 50 或 60 Hz 正弦信号[译注：原文拼写为 “50 ro 60 Hz”，系 “50 or 60 Hz” 之误]；MOSFET 以高频开关（NCP1654 典型为 65/133/200 kHz），因此电感电流 I_L 基本由高频与低频分量组成。

滤波电容 C_filter 是一只必需的、取值很小的电容，用于消除电感电流 I_L 的高频分量；它也不能太大，否则会因畸变整流正弦输入电压而污染功率因数。输入滤波电容 C_filter 与前端 EMI 滤波器吸收电感电流 I_L 的高频分量，使输入电流 I_in 成为仅含电感电流低频分量的信号：

$$I_{in} = I_{L-50} \qquad \text{（式 2）}$$

其中：I_in 为输入交流电流；I_L 为电感电流；I_L−50 表示按 50 Hz 工作计，下标 50 指 I_L 的 50 Hz 带宽分量[译注：原文记号 I_L−50 的“−50”为下标，指“50 Hz 带宽分量”，非减法运算]。

如图 32 所示，开关周期 T 内的电感电流 I_L 包含持续 t_1 的充电（导通）相与持续 t_2 的放电（关断）相。电压转换比由式 1 给出：

$$\frac{V_{out}}{V_{in}} = \frac{t_1 + t_2}{t_2} = \frac{T}{T - t_1}\,;\qquad V_{in} = \frac{T - t_1}{T}\,V_{out} \qquad \text{（式 1）}$$

其中：V_out 为 PFC 级输出电压；V_in 为整流输入电压；T 为开关周期；t_1 为 MOSFET 导通时间；t_2 为 MOSFET 关断时间。

由式 1 与式 2，输入阻抗 Z_in 表述为：

$$Z_{in} = \frac{V_{in}}{I_{in}} = \frac{T - t_1}{T}\cdot\frac{V_{out}}{I_{L-50}} \qquad \text{（式 3）}$$

其中 Z_in 为输入阻抗。当式 3 中的输入阻抗 Z_in 在 50 或 60 Hz 带宽内恒定或缓慢变化时，功率因数即得到校正。

8.2.2 PFC 方法论（PFC Methodology，图 32/33/34，式 4~7）

NCP1654 采用专为 CCM 工作设计的专利 PFC 方法论，本节予以描述。由图 33 的时序：MOSFET 导通时间 t_1 由基准电压 V_REF 与斜坡电压 V_ramp 的交点产生：

$$V_{ramp} = V_m + \frac{I_{ch}\,t_1}{C_{ramp}} = V_{REF} \qquad \text{（式 4）}$$

其中：V_ramp 为内部斜坡电压（PFC 调制比较器正输入）；V_m 为出现于 VM 脚的倍乘器电压；I_ch 为内部充电电流；C_ramp 为内部斜坡电容；V_REF 为内部基准电压（PFC 调制比较器负输入）。

I_ch、C_ramp 与 V_REF 同时构成开关频率的斜坡信号，因此充电电流 I_ch 被专门设计为：

$$I_{ch} = \frac{C_{ramp}\,V_{REF}}{T} \qquad \text{（式 5）}$$

于是倍乘器电压 V_m 可用 t_1 表达：

$$V_m = V_{REF} - \frac{t_1}{C_{ramp}}\cdot\frac{C_{ramp}\,V_{REF}}{T} = V_{REF}\,\frac{T - t_1}{T} \qquad \text{（式 6）}$$

由式 3 与式 6，输入阻抗 Z_in 重新表述为：

$$Z_{in} = \frac{V_m}{V_{REF}}\cdot\frac{V_{out}}{I_{L-50}} \qquad \text{（式 7）}$$

由于 V_REF 与 V_out 随时间大致恒定，倍乘器电压 V_m 被设计成与 I_L−50 成正比，以获得恒定的 Z_in，实现 PFC 目的（图 34 时序图：V_in/I_in、I_L、V_M 对时间）。由图 33 时序图可见，V_m 本身含有来自电感电流 I_L 的开关频率纹波，占空比可能因此生成得不准——该调制即所谓“峰值电流模式”。因此，在倍乘器电压 V_m 脚外接一只电容 C_M 以旁路 V_m 的高频分量是必需的；调制遂成为所谓“平均电流模式”，PFC 精度更佳。

8.2.3 倍乘器电压脚的外部连接（图 35，式 8）

倍乘器电压 V_m 按式 8 生成：

$$V_m = \frac{R_M\,I_{cs}\,V_{bo}}{4\,(V_{control} - V_{CONTROL(min)})} \qquad \text{（式 8）}$$

其中：R_M 为接于 VM 脚的外部倍乘器电阻，为常数；V_bo为出现于 BO 脚的输入电压信号，与输入有效值成正比；I_cs 为与电感电流 I_L 成正比的检测电流（见式 11）；V_control 为控制电压信号，即运算跨导放大器（Operational Trans−conductance Amplifier, OTA）的输出电压（见式 12）。R_M 直接限定最大输入功率能力，因此其取值决定 NCP1654 工作于“跟随升压模式（follower boost mode）”还是“恒定输出电压模式”。

8.2.4 Brown-out 脚的外部连接（图 36，式 9/10）

参见图 36（整流输入经 R_boU/R_boL 分压、C_BO 滤波后接 BO 脚）：

$$V_{bo} = K_{BO}\,\langle V_{in}\rangle = K_{BO}\,\frac{2\sqrt{2}}{\pi}\,V_{ac} \qquad \text{（式 9）}$$

$$K_{BO} = \frac{R_{boL}}{R_{boU} + R_{boL}} \qquad \text{（式 10）}$$

其中：V_bo 为 BO 脚电压；K_BO 为 V_in 到 V_bo 的衰减比；〈V_in〉为 V_in 的平均电压信号，即出现于 C_filter 上的电压；V_ac 为输入电压有效值（RMS）。R_boL 为 V_in 与 BO 脚之间分压电阻的下管电阻，R_boU 为上管电阻。

8.2.5 电流检测（Current Sensing，图 37，式 11）

$$I_{cs} = \frac{R_{SENSE}}{R_{CS}}\,I_L \qquad \text{（式 11）}$$

其中：R_SENSE 为检测 I_L 的检测电阻；R_CS 为 CS 脚与 R_SENSE 之间的偏置（offset）电阻。

8.2.6 V_control 低通滤波（图 38，式 12~14）

参见图 38，运算跨导放大器（OTA）经反馈分压电阻 R_fbU 与 R_fbL 检测 V_out。OTA 构建取决于输出功率（即 V_out）的控制电压 V_control。V_control 的工作范围为 V_CONTROL(min) 至 V_CONTROL(max)。用于 PFC 占空比调制的信号是减去偏置电压 V_CONTROL(min) 之后的信号，即 V_control − V_CONTROL(min)。该控制电流 I_control 是一个大致恒定的电流，来自缓慢变化的 PFC 输出电压 V_out。I_control 的带宽还可用外部 type−2 补偿元件（图 38 中的 R_Z、C_Z、C_P）进一步限制。建议把 f_control（即 V_control 或 I_control 的带宽）限制在典型 20 Hz 以下，以达到功率因数校正目的。当 C_Z >> C_P 时，V_out 到 V_control 的传递关系如式 12（G_EA 为误差放大器增益）：

$$\frac{V_{control}}{V_{out}} = \frac{R_{fbL}\,G_{EA}\,R_Z}{R_{fbL} + R_{fbU}}\cdot\frac{1 + sR_ZC_Z}{sR_ZC_Z\,(1 + sR_ZC_P)} \qquad \text{（式 12）}$$

由式 7 至式 11，输入阻抗 Z_in 重新表述为：

$$Z_{in} = \frac{\sqrt{2}\,R_M\,R_{SENSE}\,V_{out}\,V_{ac}\,K_{BO}\,I_L}{2\pi\,R_{CS}\,(V_{control} - V_{CONTROL(min)})\,V_{REF}\,I_{L-50}} \qquad \text{（式 13）}$$

当 I_L 等于 I_L−50 时，式 13 重述为：

$$Z_{in} = \frac{\sqrt{2}\,R_M\,R_{SENSE}\,V_{out}\,V_{ac}\,K_{BO}}{2\pi\,R_{CS}\,(V_{control} - V_{CONTROL(min)})\,V_{REF}} \qquad \text{（式 14）}$$

倍乘器电容 C_M 用于滤除倍乘器电压 V_m 的高频分量，该分量基本来自电感电流 I_L；另一方面，滤波电容 C_filter 同样滤除 I_L 的高频分量。若 C_M 与 C_filter 在滤波能力上相互匹配，I_L 即成为 I_L−50，输入阻抗 Z_in 在 50 或 60 Hz 带宽内近似恒定，功率因数得到校正。

8.2.7 输入与输出功率（式 15/16）

在获得或假设电路效率 η 后，输入与输出功率（P_in 与 P_out）推导如下（V_ac 为输入电压有效值）：

$$P_{in} = \frac{V_{ac}^2}{Z_{in}} = \frac{2\pi R_{CS}\,(V_{control} - V_{CONTROL(min)})\,V_{REF}\,V_{ac}}{\sqrt{2}\,R_M R_{SENSE} V_{out} K_{BO}} \propto \frac{(V_{control} - V_{CONTROL(min)})\,V_{ac}}{V_{out}} \qquad \text{（式 15）}$$

$$P_{out} = \eta\,P_{in} = \eta\,\frac{2\pi R_{CS}\,(V_{control} - V_{CONTROL(min)})\,V_{REF}\,V_{ac}}{\sqrt{2}\,R_M R_{SENSE} V_{out} K_{BO}} \propto \frac{(V_{control} - V_{CONTROL(min)})\,V_{ac}}{V_{out}} \qquad \text{（式 16）}$$

[译注：式 15/16 末段的“∝”（正比于）在提取中呈“T”字形乱码，已经原版 PDF 页面渲染还原。]

8.2.8 跟随升压（Follower Boost，图 39，式 17/18）

“跟随升压（Follower Boost）”是一种预变换器输出电压稳定在与交流线幅度呈线性变化之电平上的工作模式。该技术旨在缩小输出与输入电压之差，以优化升压效率并将 PFC 级成本降至最低（更多细节参见 onsemi.com 上的 MC33260 数据手册）。当 V_control 恒定（即 V_control 升至其最大值 V_CONTROL(max)）时，NCP1654 工作于跟随升压模式。把式 16 中的 V_control 替换为 V_CONTROL(max)，重述为式 17 与式 18。若 V_control 依据式 15 保持恒定，则对恒定负载或功率需求，变换器输出电压 V_out 与输入有效值 V_ac 成正比——即 V_ac 越低，V_out 越低；另一方面，负载或功率需求越高，V_out 也越低。

$$P_{out} = \eta\,\frac{2\pi R_{CS}\,(V_{CONTROL(max)} - V_{CONTROL(min)})\,V_{REF}\,V_{ac}}{\sqrt{2}\,R_M R_{SENSE} V_{out} K_{BO}} = \eta\,\frac{2\pi R_{CS}\cdot\Delta V_{CONTROL}\cdot V_{REF}\,V_{ac}}{\sqrt{2}\,R_M R_{SENSE} V_{out} K_{BO}} \qquad \text{（式 17）}$$

$$V_{out} = \eta\,\frac{2\pi R_{CS}\cdot\Delta V_{CONTROL}\cdot V_{REF}}{\sqrt{2}\,R_M R_{SENSE}\,K_{BO}}\cdot\frac{V_{ac}}{P_{out}} \qquad \text{（式 18）}$$

其中：V_CONTROL(max) 为最大控制电压；ΔV_CONTROL 为 V_CONTROL(max) 与 V_CONTROL(min) 之差。图 39 展示其特性（V_out 传统升压 / V_out 跟随升压 / V_in / P_out 对时间）。

跟随升压的收益：只要输入有效值 V_ac 较低或功率需求 P_out 较高，跟随升压电路就提供了降低输出电压 V_out 的机会。由于升压变换器的升压特性，即使跟随升压工作中 V_out 被降低，输出电压 V_out 也总是高于输入电压 V_in。因此导通时间 t_1 得以缩短；导通时间的缩短使电感与功率 MOSFET 的损耗更小，从而允许选用更便宜的电感与功率 MOSFET，或让电路元件在大多数时间里工作于更低的应力条件。

8.2.9 基准部分（Reference Section）

内部基准电压（V_REF）经微调，在全温度范围内精度 ±2%（典型值 2.5 V）。V_REF 是用于调节的基准，也用于构建快速瞬态响应、过压（OVP）、brown out（BO）与欠压保护（UVP）的阈值。

8.2.10 输出反馈（Output Feedback，式 19）

PFC 电路的输出电压 V_out 经电阻分压器（R_fbL 与 R_fbU）在 V_fb 脚被检测（见图 38）。V_out 按式 19 被调节：

$$V_{out} = V_{REF}\,\frac{R_{fbU} + R_{fbL}}{R_{fbL}} \qquad \text{（式 19）}$$

反馈信号 V_fb 代表输出电压 V_out，将用于输出电压调节、过压保护（OVP）、快速瞬态响应与欠压保护（UVP）。

8.2.11 输出电压调节：OVP 与快速瞬态响应（图 40/41）

NCP1654 采用高增益运算跨导放大器（OTA）作误差放大器。参见图 38，OTA 输出 V_control 的工作范围为 V_CONTROL(min) 至 V_CONTROL(max)。鉴于调节块带宽低，PFC 级输出电压可能因负载或输入电压突变（如启动期间）而出现过冲或下冲过大。如图 40 所示，若输出电压失稳，NCP1654 有两个功能维持输出电压调节：

• 过压保护（OVP）：当 V_fb 高于 105%·V_REF（即 V_out > 标称输出电压的 105%）时，器件驱动输出变低以资保护。当 V_fb 回落到低于 105%·V_REF 时电路自动恢复工作。若标称 V_out 设为 390 V，则最大输出电压为 390 V 的 105% = 410 V。因此该应用可选用成本与体积更优的较低耐压母线电容。
• 动态响应增强器（Dynamic Response Enhancer）：当输出电压低于调节电平的 95% 时，NCP1654 以其内部 200 µA 增强电流源大幅加速调节环路。正常条件下 OTA 输出电流的最大灌/拉能力约 28 µA。多亏“V_out 低检测”块，当 V_fb 低于 95%·V_REF 时，一只额外的 200 µA 电流源将迅速抬高 V_control，从而防止 PFC 输出跌得过低并改善瞬态响应性能。V_control 脚流入/流出电流与 V_fb 的关系如图 41 所示（纵轴 V_CONTROL 脚电流 µA：−250~+50；横轴 V_fb：2~3 V；标注：V_fb 低于 95%·VREF 时 200 µA 迅速抬高 Vcontrol；V_fb 高于 105%·VREF 时无 DRV）。[译注：图 40/38 中 OTA 块标注为 “±20 µA”，与特性表 I_EA ±28 µA 及本节正文“约 28 µA”不一致，以特性表为准。]
• 建议在反馈脚旁加装典型 100 pF 的去耦电容 C_FB，以防噪声影响。

8.2.12 软启动（Soft Start，图 42/43）

软启动功能的框图与时序图见图 42 与图 43。当 V_control 低于 V_CONTROL(min) 时器件不提供输出（或占空比为零）。V_control 在以下情形被拉低：brown-out，或欠压保护。当 IC 从下列情形之一恢复时——欠压锁定（UVLO）、Brown-out 或欠压保护——200 µA 电流源块保持关断，于是只有 OTA 抬升 V_control，V_control 缓慢上升。这使占空比缓慢增大，从而减小 MOSFET 上的电压与电流应力，即获得软启动工作。（图 43：周期 I／周期 II 的 UVLO、BO 或 UVP 信号、V_dd 上升、V_fb 与 95%·VREF、V_out 低检测、Set/Reset/Q 波形。）

8.2.13 用于开环保护或关断的欠压保护（UVP，图 44）

如图 44 所示，当 V_fb 小于 8%·V_REF 时器件关断，功耗低于 400 µA；当输出电压高于 12%·V_REF 时器件自动开始工作。在正常的升压变换器配置下，输出电压 V_out 总大于输入电压 V_in，反馈信号 V_fb 总大于 8% 与 12%·V_REF，NCP1654 得以正常工作。该欠压保护功能有两个用途：

• 开环保护——反馈回路异常（如 V_fb 对地短路或反馈电阻 R_fbU 开路）时保护功率级免受损坏；
• 关断模式——禁用 PFC 级并强制低功耗模式。该特性有助于满足严苛的待机规范。待机时功率因数并非必要，PFC 级通常被禁止以节省预变换器损耗；为进一步改善待机性能，PFC 控制器在该模式下应消耗最小电流。

8.2.14 电流检测（Current Sense）

器件按图 37 的电流检测方案检测电感电流 I_L。器件把 CS 脚电压维持在零电压（即 V_cs ≈ 0 V），于是可列出式 11：I_cs = (R_SENSE/R_CS)·I_L。该方案的优点是电流检测所需元件数量最少。检测电流 I_cs 代表电感电流 I_L，将用于 PFC 占空比调制以生成倍乘器电压 V_m、过功率限制（OPL）与过流保护。式 11 还表明：R_SENSE 的选取具有灵活性，且可以检测浪涌（in−rush）电流。

8.2.15 过流保护（Over−Current Protection, OCP）

当 I_cs 大于 I_S(OCP)（200 µA 典型值）时达到过流保护[译注：I_S(OCP) 提取为 mA，系 µ→m 还原]。CS 脚的失调电压典型为 10 mV，计算中予以忽略。于是，最大 OCP 电感电流阈值 I_L(OCP) 由式 20 得出：

$$I_{L(OCP)} = \frac{R_{CS}\,I_{S(OCP)}}{R_{SENSE}} = \frac{R_{CS}}{R_{SENSE}}\times 200\,\mu A \qquad \text{（式 20）}$$

当达到过流保护阈值时，器件的驱动输出变低。当电感电流降到阈值以下时，器件自动恢复工作。

8.2.16 输入电压检测（Input Voltage Sense，图 45）

器件按图 45 的检测方案检测输入电压有效值 V_ac：V_bo 经电阻分压检测整流输入电压 V_in 的平均值；外部电容 C_BO 用于维持 V_bo 为 V_in 的平均值。V_bo 用于 Brown-out 保护、PFC 占空比调制与过功率限制（OPL）。

8.2.17 Brown-out 保护（式 21/22）

器件利用 V_bo 信号在输入电压低于预期时保护 PFC 级。把式 9 重述为式 21。参见图 45，器件工作前后 V_in 不同：

• 器件工作之前，V_in 等于输入有效值 V_ac 的峰值，故 V_bo 如式 21：

$$V_{bo} = \frac{R_{boL}}{R_{boL} + R_{boU}}\,\langle V_{in}\rangle = \frac{R_{boL}}{R_{boL} + R_{boU}}\cdot\sqrt{2}\,V_{ac} \qquad \text{（式 21）}$$

• 器件工作之后，V_in 为整流正弦输入电压。多亏 C_BO，V_bo 为整流输入电压的平均值，故 V_bo 衰减到输入有效值 V_ac 峰值的 2/π，如式 22：

$$V_{bo} = \frac{R_{boL}}{R_{boL} + R_{boU}}\cdot\frac{2\sqrt{2}}{\pi}\,V_{ac} \qquad \text{（式 22）}$$

因此需要较大的 brown-out 比较器迟滞，本器件为“0.7 V 典型值”。当 V_bo 低于 V_BOL（0.7 V 典型值）时，器件关断驱动输出并保持关断，直至 V_bo 超过 V_BOH（1.3 V 典型值）。器件从关断状态（欠压锁定或关断模式）唤醒后，默认阈值为 V_BOH。[译注：按特性表 V_BOH 1.30 V − V_BOL 0.70 V，实际迟滞为 0.6 V；原文“迟滞 0.7 V 典型值”与 V_BOL 典型值同值，表述存疑，以特性表两阈值差为准。]

8.2.18 过功率限制（OPL，图 46，式 23）

这是第二重 OCP，其阈值随输入线电压变化。检测电流 I_cs 代表电感电流 I_L，因而近似代表输入电流；输入电压信号 V_bo 代表输入电压有效值。乘积（I_cs·V_bo）代表近似的输入功率（I_L·V_ac），如图 46 所示（I_cs = I_L·R_SENSE/R_CS 经电流镜像与 V_bo 相乘，判据框 “>200 µVA?”）。当乘积（I_cs·V_bo）大于许可电平 200 µVA 时，器件关断驱动输出，输入功率因受限制；当乘积（I_cs·V_bo）低于 200 µVA 电平时，OPL 自动解除。该 200 µVA 电平对应于近似输入功率（I_L·V_ac）小于式 23 的表达式：

$$I_{cs}V_{bo} < 200\,\mu VA\,;\qquad \left(I_L\,\frac{R_{SENSE}}{R_{CS}}\right)\cdot\left(\frac{2\sqrt{2}\,K_{BO}}{\pi}\cdot V_{ac}\right) < 200\,\mu VA\,;\qquad I_L\cdot V_{ac} < \frac{R_{CS}\cdot\pi}{R_{SENSE}\cdot K_{BO}}\cdot 50\sqrt{2}\,\mu VA \qquad \text{（式 23）}$$

[译注：式 23 三段不等号的“<”在提取中呈“t”字形乱码，已经原版 PDF 页面渲染还原；“mVA”同理还原为 µVA。]

8.2.19 控制器偏置（Bias the Controller）

建议在 V_cc 脚旁加接典型 1 nF 至 100 nF 的去耦电容以保证正常工作。当 NCP1654 工作于跟随升压模式时，PFC 输出电压并非在全部输入电压与负载功率范围内都稳定于某一特定电平——因此不建议在 PFC 升压电感上加辅助绕组来制作低电压偏置电源；替代地，建议从第二级功率变换级取 V_cc 偏置供电。

8.2.20 V_cc 欠压锁定（UVLO，图 47）

器件内置欠压锁定块，防止电路在 V_cc 过低时工作，以保证正常工作。UVLO 比较器监测 V_cc 脚电压，当 V_cc 超过 10.5 V（典型值）时允许 NCP1654 工作。比较器带有一定迟滞（1.5 V），防止 V_cc 穿越阈值时工作失常。当 V_cc 低于 UVLO 比较器下阈值（典型 9 V）时，电路关断（图 47：State ON/OFF 对 V_CC；I_CC 为 6 mA（ON）对 <75 µA（OFF））。启动后工作范围为 9 V 至 20 V。

8.2.21 热关断（Thermal Shutdown）

结温超过 150 °C 时，内部热电路禁用电路栅驱动并保持功率开关关断；温度降到典型 120 °C 以下后输出级重新使能（即 30 °C 迟滞）。提供热关断是为了防止可能因意外过热导致的器件失效。

9. 应用原理图（图 48）

图 48 为“300 W 65 kHz 功率因数校正电路应用原理图”：输出 390 V；前端为 5 A 保险丝 F1、GBU8J 整流桥（600 V/8 A）与 EMI 滤波（L2 2×6.8 µH、L3 150 µH，C1/C2/C3 0.47 µF 等）；功率级为升压电感 L1（标注 650，单位提取为 mH，应为 µH）[译注：m→µ 字形还原]、MOSFET Q1 SPP20N60S5、升压二极管 D1 MSR860G、母线电容 C4 180 µF/450 V；控制周边：电流检测 R6（0.1 Ω）与 R7（3.6 k）、BO 分压 R1/R2（1.8 M×2）与 R9/R13（3.3 M×2）、R11（82.5 k）、反馈/补偿网络 R3（23.2 k）、R12（12 k）、C5（220 nF）、C6（1 nF）、C7（0.47 µF）、C10（100 pF）等；VCC 偏置取自 +15 V（D2 1N4148、R4 10 k、C8 22 µF、C9 0.1 µF、R5 10 Ω）。[译注：图中全部 “mF/mH” 均系 µF/µH 字形替换；完整元件网表以原版图 48 为准。]

10. 典型特性曲线（TYPICAL CHARACTERISTICS，图 2~30 逐图清单）

全部曲线横轴均为结温 T_J（−50 ~ +125 °C）。

其余插图清单：图 1 功能框图；图 31 CCM PFC 升压变换器；图 32 CCM 下的电感电流；图 33 PFC 占空比调制与时序图；图 34 倍乘器电压时序图；图 35 倍乘器电压脚的外部连接；图 36 Brown-out 脚的外部连接；图 37 电流检测；图 38 V_control 低通滤波；图 39 跟随升压特性；图 40 OVP 与快速瞬态响应；图 41 V_fb 对 V_control 脚流入/流出电流；图 42 软启动框图；图 43 软启动时序图；图 44 欠压保护；图 45 Brown-out 保护（器件工作前/后）；图 46 过功率限制；图 47 V_cc 欠压锁定；图 48 300 W 65 kHz PFC 应用电路。

11. 封装与机械信息（MECHANICAL CASE OUTLINE）

封装：SOIC−8 NB（CASE 751−07，ISSUE AK，日期 2011−02−16，尺寸文档编号 98ASB42564B，共 2 页，© 2019）。尺寸表（毫米/英寸）：A 4.80~5.00 / 0.189~0.197；B 3.80~4.00 / 0.150~0.157；C 1.35~1.75 / 0.053~0.069；D 0.33~0.51 / 0.013~0.020；G 1.27 BSC / 0.050 BSC；H 0.10~0.25 / 0.004~0.010；J 0.19~0.25 / 0.007~0.010；K 0.40~1.27 / 0.016~0.050；M 0°~8°；N 0.25~0.50 / 0.010~0.020；S 5.80~6.20 / 0.228~0.244。注 1~6：按 ANSI Y14.5M−1982 标注尺寸与公差；控制尺寸为毫米；A、B 不含塑封溢出（最大溢出每边 0.15）；D 不含合模筋溢出（最大材料条件下允许合计 0.127）；751−01 至 751−06 已废弃，新标准为 751−07。焊接占位图（Soldering Footprint）：7.0×4.0 mm、1.52/0.060、0.275/0.155、0.6/0.024、1.270/0.050；无铅策略与焊接细节参见《onsemi Soldering and Mounting Techniques Reference Manual, SOLDERRM/D》。通用标记图：IC 类 XXXXX ALYWX + G、分立器件类 XXXXXX AYWW + G（*该信息为通用格式，实际印字以器件规格书为准；无铅指示符“G”或微点“G”可能存在或不存在，部分产品可不完全遵循通用标记）。第 2 页 STYLE 1~30 为 SOIC−8 封装族通用的其他器件类型（双极晶体管、MOSFET、二极管等）引脚样式表，与本控制器引脚定义（§4）无关。

文末为 onsemi 标准法律条款（商标与专利清单 www.onsemi.com/site/pdf/Patent−Marking.pdf；“按现状提供”免责声明；禁止用于生命支持系统或 FDA Class 3 医疗器械等）与在线支持信息（www.onsemi.com/support，技术出版物库 www.onsemi.com/design/resources/technical−documentation）。

译者附注

1. 字形还原清单：µ→m（I_STUP/I_STDN/I_EA/I_BOOST/I_S(OCP)/I_CS(OPL1/2)/I_M1~4 单位、G_EA 的 µS、200 µVA 阈值、正文 200 µA/28 µA 电流源、图 47 的 <75 µA）；Ω→W（R_OH/R_OL）；θ→q（R_qJA→R_θJA）；公式符号 ＝→+、−→*、＋→)、×→@、√→Ǹ、π→p、<→t、∝→T——已全部经原版 PDF 页面渲染逐一还原，式 1~23 与表注 NOTE 公式均为核对后的形式。
2. 原文内部不一致/存疑清单（以电气特性表为准）：图 38/40/42 中 OTA 块标注 “±20 µA” vs 特性表 I_EA ±28 µA 及正文“约 28 µA”；Brown-out“迟滞 0.7 V 典型值”表述（按表 V_BOH−V_BOL = 0.6 V，0.7 V 实为 V_BOL 典型值）；T_OVP 条件写作 “(V_FB − 107% V_REF)”（阈值本身为 105% typ，107% 应为测试点）；I_CS(OPL2) 行单位列在提取版中空缺（按同块补 µA）；“50 ro 60 Hz”（应为 50 or 60 Hz）；“offers and opportunity”（应为 an opportunity）；§8.2.12 原文 “V_control is pulled low brown−out detection activates” 缺连词 when（按语义译出）；软启动节 OTA 称 “Operating Trans−conductance Amplifier”，与他处 “Operational” 措辞不一。
3. I_L−50 记号：“−50” 为下标，指电感电流的 50 Hz 带宽（低频）分量，非减法；式 2 的物理含义是：经 EMI 滤波与 C_filter 后输入电流等于电感电流的低频分量。
4. 方案速查：倍乘器 I_m = I_cs·V_bo/[4·(V_control−V_control(min))]；V_m = V_REF·(T−t1)/T → 输入阻抗 Z_in = V_m·V_out/(V_REF·I_L−50) 恒定 → I_in ∝ V_in（PF≈1）；R_M 直接决定最大输入功率并决定跟随升压与否；四电平：调节 V_REF、DRE 95%、OVP 105%、UVP 关断 8%/恢复 12%；OPL 判据 I_cs·V_bo > 200 µVA。
5. 全部参数温漂曲线（图 2~30）在设计边缘工况时务必查阅；本器件为电流型倍乘器调制架构，设计流程即：定 R_SENSE/R_CS（式 11、20）→ 定 R_boU/R_boL（式 9/10、21/22）→ 定 R_M（式 8、15~18、23）→ 定 R_fbU/R_fbL（式 19）→ type−2 补偿 R_Z/C_Z/C_P（式 12，带宽 <20 Hz）。

上一级：NCP1654