NCP1654 — 03 典型应用与设计计算

依据：NCP1654/D Rev.7 图 48（300 W 65 kHz 应用电路）与式 1~23（全译见 01_规格书全译）；设计步骤按 DS 公式顺序组织，所有“本库复算”均代入图 48 元件值验证闭环；η = 0.95 为本库工作假设。元件角色分配已与原版图 48 渲染逐一核对（提取版字形乱码处以原版为准）。

本篇总结

1. DS 官方锚点：300 W / 390 V / 90~264 VAC / 65 kHz（图 48）；本篇十步复算全程闭环——每一步的公式、代入、结果都能对回 DS 式 8~23 与特性表。
2. 设计自由度只有 5 组：L1（纹波）、R_SENSE/R_CS（电流标尺）、R_M（功率上限）、R_fbU/R_fbL（输出电压）、R_boU/R_boL（Brown-out 点），其余是滤波与补偿。
3. 图 48 的隐藏设计意图被复算揭示：V_bo = V_ac/90（1.00 V @90 VAC）、满载 V_c = 2.59 V（低线）/1.28 V（高线）、OPL 恒 VA 上限 ≈648 VA≈2 倍额定——数字彼此咬合，可作为读者自行设计时的“对标基准”。
4. 电感 650 µH 的来历：crest 处纹波峰峰值 = 41% 包络峰值（ΔI/2 = 20%）——CCM 电感设计的常用推荐取值；同参数下轻载 61 W（≈20% 负载）以下自然滑入 DCM，无碍。
5. OCP 7.2 A = 1.2×I_pk（90 VAC 满载峰值），OPL 648 VA = 2.0×额定 VA——两级保护各留各的余量，且 OPL 余量必须按含纹波的瞬时 I_cs 核（crest 处仅 17%，见陷阱 6）。
6. FB 分压 3.6 MΩ 的代价：偏置误差 ±1.8 V（max）≈0.46%——省 42 mW 与精度之间的明确权衡。
7. 跟随升压与恒压模式由 R_M 一个电阻选择；DS 硬规则：跟随升压下 VCC 不得取自 PFC 电感辅助绕组。

1. Design Requirements（设计需求表，对应 DS 图 48）

2. 应用电路与元件角色表

3. 编号设计步骤（每步：公式 → 代入 → 结果 → 工程判读）

Step 0 基本量（式 2/15 的准备计算）

P_in = P_out/η = 300/0.95 = 316 W；90 VAC：I_ac,rms = 316/90 = 3.51 A，包络峰值 I_p = √2×3.51 = 4.96 A，V_p = 127.3 V。判读：这是后面每一步的基础，η 假设不同则全部数字等比例缩放。

Step 1 电感（CCM 纹波比）——定 L1 = 650 µH

目标：crest 处纹波峰峰值 ΔI = 40%×I_p（ΔI/2 = 20%，CCM 设计常用取值——本库按图 48 结果反推的设计律）。

ΔI = 0.40×4.96 = 1.99 A；ΔI = V_p·D/(L·f_sw)，D = 1−V_p/V_out = 1−127.3/390 = 0.674

→ L = V_p·D/(ΔI·f_sw) = 127.3×0.674/(1.99×65k) = 666 µH → 取 650 µH 标称（图 48 ✔）

复算：L×f_sw = 42.25 V，ΔI = 127.3×0.674/42.25 = 2.03 A（41%），I_pk = 4.96+1.02 = 5.98 A。判读：峰值 6 A、RMS ≈5.0 A（含纹波，本库复算），磁芯按 6 A 不饱和（含 OCP 最坏 7.74 A 瞬态余量）设计；264 VAC 满载时 ΔI 仅 0.38 A，且 CCM 边界上移至 V_in > 241 V（大半周期 DCM，正常）。

Step 2 电流检测标尺——定 R_SENSE = 0.1 Ω，R_CS = 3.6 kΩ

先定 R_SENSE：损耗预算 I_ac,rms²×R = 3.51²×0.1 = 1.23 W（选 ≥2 W 规格）；0.1 Ω 上 crest 峰值压降 0.598 V，不侵蚀可用占空比。

再定 R_CS（DS 式 20，OCP 点取 1.2×I_pk）：I_L(OCP) = R_CS×200 µA/R_SENSE → R_CS = 7.2×0.1/200 µ = 3.6 kΩ（图 48 ✔）

缩比 k = R_SENSE/R_CS = 27.8 µA/A（式 11）。工作点核对：满载 crest I_cs = 138 µA（均值）/166 µA（含纹波峰值）——两者都在倍乘器标定点（25/75 µA）与 OCP（200 µA）之间的健康区（本库复算）。判读：OCP 窗口 6.66~7.74 A（判据 ±7.5% 离散），Q1 与磁芯按 7.74 A 瞬态核。

Step 3 功率上限——定 R_M = 47 kΩ（式 15/17 的反面用法）

由式 15 解出设计式：P_in,max = 2π·R_CS·ΔV_c(min)·V_REF·V_ac/(√2·R_M·R_SENSE·V_out·K_BO)，其中 ΔV_c 按最坏 2.7 V（特性表 min）取。

反推 R_M：要求 90 VAC 满载时 V_c 留 10% 余量不饱和 → V_c(满载) ≤ 3.24 V → (V_c−0.6) ≤ 2.64 V ≈ 0.88×ΔV_c(min)。图 48 取 R_M = 47 kΩ，复算：P_in,max = 5.30×V_ac（V_c = 3.6 V 全饱和时；按 ΔV_c = 2.7 V 则 4.77×V_ac）→ 90 VAC 上限 477 W（429 W 含 ΔV_c 余量），满载工作点 V_c = 2.59 V。裕度核法：功率轴上 3.0/1.99 = 1.51 倍（V_c−0.6 = 1.99 V vs 满格 3.0 V），电压轴上 (3.6−2.59)/3.0 = 34%——两种口径都够，且高线端 V_c 更低（1.28 V@264 VAC），无饱和之忧。判读：R_M 越大功率上限越低——想强制跟随升压就加大 R_M（见 §5 变体），想恒压就照此步留足裕度。

Step 4 线电压前馈标定——定 BO 分压（式 9/10/21/22）

选 R_boU = 3.3 M×2 + 0 Ω = 6.6 MΩ、R_boL = 82.5 kΩ（图 48）：K_BO = 82.5k/6.6825M = 0.01235。

运行标定（式 22）：V_bo = 0.01235×0.9003×V_ac ≈ V_ac/90 → 90 VAC→1.00 V、264 VAC→2.93 V。这个“整 1 V@90 VAC”不是巧合，是标定基准（OPL 测试点 V_BO = 0.9/2.67 V 即 ≈80/240 VAC 的读数）。

Brown-out 点（式 21/22）：起动 = V_BOH/(K_BO×√2) = 1.30/(0.01235×1.414) ≈ 74 VAC；运行掉电 = V_BOL/(K_BO×0.9003) ≈ 63 VAC。判读：全输入范围（≥90 VAC）内不误动作；掉电点低于起动点 11 VAC（峰值/平均值双标尺效应，02 篇 §4.1）。C_BO = 0.47 µF → f = 1/(2π×82.4k×0.47 µ) = 4.1 Hz ≪100 Hz，平均值成立。

Step 5 输出电压——定 FB 分压（式 19）

V_out = V_REF×(R_fbU+R_fbL)/R_fbL。取 R_fbL = 23.2 kΩ → R_fbU = (390/2.5−1)×23.2k = 155×23.2k = 3.596 MΩ ≈ 1.8 M×2（图 48 ✔），复算 V_out = 390.3 V。

分压链电流 390/3.6232M = 108 µA、损耗 42 mW；偏置误差（I_Bpin6 max 500 nA）×3.6 MΩ = ±1.8 V（max，≈0.46%）——判读：要更高精度就减半 R_fbU（损耗翻倍到 84 mW），TV/适配器类 0.5% 内通常可接受（权衡示例）。C_FB = 100 pF（DS 建议值，防噪声误触发 OVP/UVP）。

Step 6 电压环补偿——定 R_Z = 12 kΩ、C_Z = 2.2 µF、C_P = 220 nF（式 12）

零点 = 1/(2π·R_Z·C_Z) = 6.0 Hz；极点 = 1/(2π·R_Z·C_P) = 60.3 Hz；6~60 Hz 之间积分化，穿越频率压在 DS 建议的 <20 Hz 档。中频增益因子（式 12 前项）= R_fbL·G_EA·R_Z/(R_fbU+R_fbL) = 23.2k×200 µS×12k/3.6232M ≈ 15.4 mV/V（本库复算，供环路仿真初值）。判读：C_Z 加大 → 零点下压 → 相位裕量升但恢复更慢；此组取值与 DRE 配合（事发 228 µA 猛灌）覆盖 20 Hz 环路管不住的负载突变。

Step 7 C_M 与 C_filter 的分工（DS §8.2.6）

C_M = 1 nF（图 48）：f = 1/(2π×47k×1n) = 3.4 kHz——滤除 V_m 中 65 kHz 开关纹波（衰减 ≈19 倍）且远高于 20 Hz（不拖累电压环动态进入乘法器）。DS 同时提醒 C_filter（桥后小电容）不能大——否则畸变整流正弦、PF 反被污染；两级滤波“能力匹配”才能让 I_cs 真正代表 I_L−50（式 2 的成立条件）。

Step 8 母线电容与 hold-up（本库复算）

C4 = 180 µF/450 V。hold-up：t = C(V₁²−V₂²)/(2P) = 180 µ×(390²−330²)/600 = 13.0 ms（跌到 330 V，300 W 满载）——50 Hz 下半个周期 10 ms 有余量；纹波（100 Hz）：ΔV ≈ P/(2π·f·C·V) = 316/(2π×100×180 µ×390) ≈ 7.2 V 峰峰值。判读：耐压按 OVP 最坏 417.3 V + 余量选 450 V（DS §8.2.11 的经济性论点）；hold-up 若要求 20 ms（TV 掉电规范）需加大到 ≈270 µF 或接受更深跌落。

Step 9 VCC 与驱动

辅助 +15 V（TB3），C8 22 µF + C9 0.1 µF（DS §8.2.19 要求 1~100 nF 就近陶瓷去耦 ✔）。I_CC 预算：4.7 mA（typ）+ Qg×f_sw（Q1 栅荷以器件手册为准，待核实）≈ 若 Qg = 100 nC 则 6.5 mA——辅助轨按 ≥15 mA 供能力设计（本库推算口径）。DRV 直接接 Q1 栅（R4 10 kΩ 泄放，推断）；栅回路面积最小化。

Step 10 保护余量总核（式 20/23，全部最坏值）

• OCP：6.66~7.74 A（判据离散）vs 满载 I_pk 5.98 A → 余量 11~29% ✔；
• OPL：恒 VA 背板 648 VA（typ 判据 200 µVA；DS 未给该参数 min/max，余量只能按 typ 核——待核实）vs 满载视在功率 ≈316 VA（PF≈1）→ 背板约 2 倍额定；但 crest 瞬时判据 166 µVA/200 µVA → 17% 瞬时余量（02 篇 §12）——⚠️ 全设计最紧的一格；
• OVP：409.5 V typ（401.7~417.3）vs C4 450 V → 余量 8~10% ✔；DRE：370.5 V 触发线 vs 后级最低工作电压（后级设计输入）；Brown-out：74/63 VAC vs 90 VAC 下限 ✔；TSD：150 °C（min）→ 热设计目标 T_A ≤ 60~70 °C（RθJA 178 °C/W × 芯片损耗 ≈15 V×5 mA + 驱动 ≈1 W 量级 → 结温余量核算，推断）。

速算卡（十步公式一页带走，图 48 标定口径）

I_ac,rms = P_out/(η·V_ac)          I_p = √2×I_ac,rms           （Step 0）
L        = V_p·D/(ΔI·f_sw)，D = 1−V_p/V_out，ΔI 取 40%×I_p    （Step 1）
I_cs     = (R_SENSE/R_CS)·I_L      I_L(OCP) = R_CS×200µA/R_SENSE（Step 2/式 11/20）
P_in,max = 2π·R_CS·ΔV_c·V_REF·V_ac/(√2·R_M·R_SENSE·V_out·K_BO)（Step 3/式 15）
K_BO     = R_boL/(R_boU+R_boL)     V_bo = K_BO×0.9003×V_ac     （Step 4/式 9/22）
起动/掉电 V_ac = V_BOH/(K_BO·√2) /  V_BOL/(K_BO·0.9003)        （式 21/22）
V_out    = V_REF·(R_fbU+R_fbL)/R_fbL                           （Step 5/式 19）
f_z/f_p  = 1/(2π·R_Z·C_Z) / 1/(2π·R_Z·C_P)                     （Step 6/式 12）
OPL      I_L·V_ac < (R_CS·π/(R_SENSE·K_BO))×50√2 µVA           （式 23）
跟随升压 V_out ≈ 1964×V_ac/P_out（图 48 值，V_c 达上限时）        （式 18）

4. 损耗预算表（90 VAC 满载，本库估算，业界经验口径——DS 未给损耗数据）

判读：损耗榜前三是 Q1 导通、Q1 开通（含恢复）、D1——三者的公共放大器都是低线大电流，这正是 90 VAC 满载温升是整个设计考核点的原因；也解释了为何再往上走功率要换图腾柱+宽禁带。

5. 关键元件选型表（图 48 锚定）

6. 变体设计速查

• 133/200 kHz 版（D133/D200 订购号）：L 按 L×f 不变原则缩（133 kHz → ≈318 µH 同纹波），磁件小、但 Qrr 损耗与 EMI 频段上移；120~146/180~220 kHz 全温漂移要进 EMI 预算。
• 不同功率档：R_SENSE、R_CS、R_M 三个电阻按 Step 2/3 重算即可，FB/BO/补偿结构不变——这是该架构“量产友好”的根源。
• 更高功率（>800 W）：CCM 峰值电流与 Qrr 损耗随功率线性涨，建议转向图腾柱方案（库内 NCP1680/1681），见横评 01_横评_PFC控制器。

6.1 跟随升压变体的完整走查（本库复算示例）

加大 R_M 使 V_c 在目标工况达到上限即进入跟随升压。判据（本库复算，ΔV_c = 2.7 V min 口径）：R_M,临界 = 4.77×90×47k/316 ≈ 64 kΩ——超过它，90 VAC 满载需求（316 W 输入）即贴近/超上限。设 R_M = 68 kΩ（typ 口径上限 477×47/68 ≈ 330 W 输入 @90 VAC）：

⚠️ 第三格是重要的反向认知：跟随升压只发生在“需求超出 R_M 上限、但母线电压仍高于保护阈值”的滑落窗内；深度过载时最终起决定作用的是 OVP（105%）与 OPL（648 VA）——式 18 描述的是可控滑落段，不是过载特性曲线（本库按保护体系推演，DS 未明说此交叉行为）。跟随升压的真实收益场景是“低线+高功率”贴近上限运行时把 V_out 稳在更低值、降管子与磁件应力；不想要这套动态，恒压设计（Step 3 的 R_M）更简单。

配套改动（DS §8.2.19 硬规则）：VCC 改由后级 DC-DC 辅助源供电（禁止 PFC 电感辅助绕组取电）；后级输入范围按跟随下限电压重新校核。

6.2 磁件与 EMI 起步要点（业界经验，DS 未展开）

• 磁芯：650 µH/6 A 量级常用 ETD39~ETD49 级带气隙方案；ΔB = L×ΔI/(N×A_e)，按 crest 纹波（2.03 A）与 OCP 瞬态（7.74 A）两点分别核——前者查损耗、后者只查饱和。
• 绕组：CCM 电流以 100 Hz 包络为主、65 kHz 纹波占比小，趋肤效应温和，单股粗线或利兹线均可；气隙边缘涡流注意绕组避让（业界经验）。
• EMI 滤波器：共模（图 48 的 L2 = 2×6.8 mH 级）+ 差模（L3 = 150 µH + X 电容 0.47 µF×3）两级起步；定频谱位已知，滤波器转折设计在 f_sw/10 以下预滚降；批差下限 58 kHz 是最坏校核点。
• 过零声噪：CCM/DCM 过渡与 100 Hz 包络叠加可闻噪声，量产验机留意（灌胶/浸漆可缓解，业界经验）。

精炼要点

上一级：NCP1654