InnoSwitch3-EP — 03 典型应用与设计计算（65 W USB-PD）

资料来源：Power Integrations《InnoSwitch3-EP Family》Datasheet（Rev. W，2024-06）：“Applications Example”（图 10/11）、“Key Application Considerations”（p12~23）。DS 自带 20 V/3.25 A（65 W）笔记本适配器完整设计例（图 11，INN3679C-H606），本文以其为锚：DS 给出公式/规则处照录并代入数字，DS 未给显式公式的推导标“本库复算”，选型实录标“DS 例”。呼应65W 五拓扑对比篇（统一规格 20 V/3.25 A、90~264 VAC、待机 <100 mW）。

本篇总结

1. 65 W USB-PD 是 DS 原生设计例（图 11）：INN3679C（750 V PowiGaN，85/75 W 档）+ EQ25 磁芯 + 单管 SR（AON6220），全图元件约 30 个——这就是“免光耦+集成 SR”的外围全貌。
2. 设计主轴是限流 ILIM 而不是频率：内置开关的峰值电流以 ILIM（1.90/2.13 A 两档）为上限，65 W/90 V 低线必然进入 CCM（本库复算 IP≈1.6~1.7 A），与 UC3842/NCP1342 那种“3~4 A 峰值 DCM/QR”完全不同的功率级形态——电感量大、峰值小、次级电流大。
3. DS 给出的设计锚点全部可代数化：VOR 优选表（20 V → 120~150 V）、KP 定义式（CCM 用 KRP=IR/IP）、频率指南（INN3679C→65 kHz）、输入电容 2~3 µF/W、BM≤3800 G、CMA≥200 Cir-mil/A。本文按 KP=0.8（DS 功率表口径）复算：D=0.58、tON=8.9 µs、IP=1.54 A、Lp≈2.6 mH，并给出 KP=0.6 的敏感性对照。
4. 次级配套组合是精度所在：FB 分压（1.265 V 基准）、IS 采样电阻（35.9 mV 阈值，DS 例 9 mΩ→3.99 A 拐点）、SR 管（4.4 V 栅驱动、Vth≤4 V、PIV≥1.4×）——每颗的取值公式与 DS 例完全吻合。
5. 初级四颗“保护电阻”各有算法：V 脚 3.8 MΩ（UV≈100 VDC/OV≈435 VDC）、钳位网络（VCLM<90 V 裕量规则，750 V GaN 连续 650 V 红线）、偏置支路（≥7 V/1 mA，空载 <30 mW 的前提）、初级 OVP 稳压管（=1.25×实测偏置峰值）。
6. 校核三条（DS “Quick Design Checklist”）：最高输入+峰值过载下 VDS≤90% BVDSS；LEB 结束时前沿尖峰 <ILIMIT(MIN)；低线满载 SOURCE 脚 ≤110 °C。
7. 本例平均频率 65 kHz，距 fOVL=110 kHz 自重启线有 41% 裕量——频率/限流/功率三者的安全边界由“平均频率红线”统一约束。

1. 典型应用电路（DS 图 11 实录）

功能分区（按图中位置）：

2. 设计流程（编号步骤，公式→代入→复算）

统一规格（与五拓扑对比篇对齐）：90~264 VAC 输入、20 V/3.25 A（65 W）、USB-PD。设计假设：η=90%（DS 功率表大器件口径 >89%），则低线满载输入功率：

P_in = P_out/η = 65/0.90 = 72.2 W

S1 器件初选（DS 表 1）

65 W 通用输入落在 INN3678C（75 W）~INN3679C（85 W）档；DS 例选 INN3679C-H606（留峰值功率与热裕量）。对应频率指南（DS p19 表）：INN3679C 满载 65 kHz。耐压：750 V PowiGaN（连续 650 V/非重复 750 V）。

S2 ILIM 档位（BPP 电容）

功率表“峰值/开放框架”列按增大限流：C6=4.7 µF → ILIM+1。INN3679C：标准 1.90 A / 增大 2.13 A（typ，di/dt=425 mA/µs）。以下复算将证明 65 W 需要 ILIM+1。

S3 VOR 与匝比（DS VOR 优选表 + KP 定义）

DS 表（p21）：20 V 输出 VOR 优选 120~150 V。取匝比：

NPS = VOR/(VOUT+V_SR) = 123/(20+0.5) ≈ 6        → VOR = 6×20.5 = 123 V ✓（区间内）

DS 定义（CCM）：KP ≡ KRP = IR/IP（IR=纹波电流，IP=峰值电流）。DS 功率表条件：通用输入最低母线处 KP=0.8（变压器章另建议“接近 0.9”——两处口径略有差异，本文按功率表 0.8 复算，两种口径的差别见 S5 敏感性）。

S4 低线工作点（本库复算，伏秒平衡+平均电流）

最低母线：DS 功率表条件 #1，85 VAC 输入对应最低直流 90 V（VMIN=90 V，GaN VDS≈0）。

占空比：   VMIN×tON = VOR×tOFF（伏秒平衡）
           D = VOR/(VMIN+VOR) = 123/213 = 0.577
           tON = 0.577/65 kHz = 8.88 µs  < tON(MAX) 14.6 µs ✓
平均电流： I_avg = P_in/VMIN = 72.2/90 = 0.802 A
           I_avg = D×IP×(1+KP)/2  →  IP = 2×0.802/(0.577×1.8) = 1.54 A
           IR = KP×IP = 1.24 A，  ΔI = IP−IR = 0.31 A

限流校核（为什么必须 4.7 µF）：IP=1.54 A ≤ ILIM+1=2.13 A（利用率 72%，留给容差/瞬态/启动 75% 上限条款）。若用标准档 1.90 A 也能容纳 1.54 A，但 DS 功率表按增大档给出峰值功率、且瞬态 KP 下探 0.25 时电流抬升需要余量——与 DS 例 C6=4.7 µF 一致。

S5 初级电感 Lp（伏秒平衡；DS 交由 PIXls 收敛）

Lp = VMIN×tON/ΔI = 90×8.88 µs/0.31 = 2.6 mH          （KP=0.8）
能量复核：0.5×2.6 m×(1.54²−1.24²)×65 kHz = 72 W = P_in ✓（复算通过）

敏感性对照（本库复算）：

三条纪律（DS 原文）：①ILIM 规格绑定测试 di/dt（=VMIN/Lp），实际 di/dt=90 V/2.6 mH≈35 mA/µs 远低于 425 mA/µs 表格条件，限流沿图 31 曲线低于表值——最终 Lp/电流以 PIXls 收敛为准（待核实具体偏移）；②瞬态 KP≥0.25，防启动/短路时周期被过早切断；③平均频率 ≤110 kHz（fOVL 红线）——65 kHz 满载设计留 41% 裕量。

S5.5 电流应力核算（本库复算，KP=0.8 主例）

初级 RMS： I_p,rms = sqrt(D×(IP²+IP·IR+IR²)/3) = sqrt(0.577×(2.38+1.91+1.53)/3) ≈ 1.06 A
           → 导通损耗 = 1.06²×RDS(ON)(热) = 1.12×0.62 ≈ 0.7 W（INN3679C 100 °C max 口径）
次级峰值： I_s,pk = NPS×IP = 6×1.54 = 9.3 A（关断瞬间）
次级 RMS： I_s,rms = sqrt((1−D)×(I1²+I1·I2+I2²)/3) ≈ 5.4 A（I1=9.3 A→I2=7.4 A 线性下降）
SR 损耗：  ≈ I_s,rms²×RDS(on)@4.5V,热 = 29×(5~8 mΩ) ≈ 0.15~0.23 W + body-diode 段
输出纹波： I_cap,rms = sqrt(I_s,rms²−I_out²) ≈ 4.3 A → 双聚合物并联分摊（与 DS 例一致）

对照：同样的 65 W 在 NCP1342（DCM，IP=3.4 A）里初级 RMS≈1.4 A、次级峰值≈17 A——本 IC 用“初级小电流大电感”换“次级大电流低 RDS(on)”，损耗从初级开关转移到次级导通，这正是集成 SR 驱动的价值所在。

S6 变压器工艺约束（DS p19-20）

S7 次级：SR 管与输出滤波

• SR 管选型（DS p15 规则全录）：栅极直连 SR 脚（禁串电阻）；栅驱动 4.4 V → Vth 1.5~2.5 V 理想（≤4 V 需查 4.5 V 栅压 RDS(on)）；耐压 ≥1.4×PIV，PIV≈VOUT+VOR/NPS=20+20.5=40.5 V → ≥56.7 V → 取 60 V 级（本库复算；DS 例 AON6220）；5 V/2 A 用 ~18 mΩ、12 V/3 A 用 ~8 mΩ 量级（DS 给出），20 V/3.25 A 同比例取 <10 mΩ。可选并联 1 A 肖特基抗 body-diode 早期导通，收益 ~0.1%（85 VAC）~0.2%（230 VAC）（DS 实测口径）。
• SR 缓冲：漏感与 COSS 振铃 → RC 缓冲 10~47 Ω + 1~2.2 nF（DS 例 10 Ω/200 V + 1 nF + D4 的 RCD 版，D4 减小 R11 损耗）。
• 输出电容：铝聚合物 200~300 µF/A → 650~975 µF（DS 例 2×330 µF/25 V ✓）；耐压留最高输出+裕量（USB-PD 高压档注意 25 V→35 V 档位）。

S8 反馈与恒流（次级精度配套组合）

FB 分压： VOUT = VFB×(1+R15/R16)，VFB=1.265 V
          20 V → R15 = R16×(20/1.265−1) = 11.5 k×14.81 = 170.3 k → 取 169 k（1%，DS 例）
          复算：1.265×(1+169/11.5) = 19.86 V —— 与 20 V 的差由线损补偿（CABLE DROP
          COMPENSATION）与 1% 容差覆盖；满载精确 20.0 V 需按 IC 线补特性标定（推断，DS 未给系数）
去耦：    C13 ≤300 pF 贴脚（DS 例 330 pF≈标称上限值）
IS 电阻： I_CC = ISV(TH)/R14 = 35.9 mV/9 mΩ = 3.99 A ≈ 1.23×3.25 A（DS 例 R14=9 mΩ/1%）
          损耗：3.25²×0.009 = 95 mW（对比 0.8 V 阈值方案的 ~2 W 级——低阈值的直接收益）

S9 初级外围四件（保护与供电）

① V 脚电阻（DS 推荐 3.8 MΩ，用 2.0 M+1.8 M 串联分摊耐压）：
   brown-in   V = IUV+×R = 26.1 µA×3.8 M = 99.2 V ≈ 100 VDC（DS 原文口径）
   brown-out  V = 23.7 µA×3.8 M = 90.1 V
   线路 OV    V = IOV+×R = 115 µA×3.8 M = 437 V ≈ 435 VDC（DS 原文口径）
② 钳位（RCD/RCDZ）：750 V GaN 连续耐压 650 V（非重复 750 V）：
   VDS,pk = VBUS,max + VOR + VCLM ≤ 650 V → 373+123+VCLM ≤ 650 → VCLM ≤ 154 V
   DS 图 22 裕量规则：VCLM<90 V、距非重复耐压保持 ~150 V 降额（>80%）——按此留 SSVR 裕量
   （DS 图 15 翻拍如下）；钳位二极管用低结电容玻璃钝化标准恢复管（部分能量回收，DS 原文）
③ 偏置支路：绕组电压最低输出/最低负载时 ≥7 V（DS 规则）；灌流调到 IS1(MAX)（GaN 档
   425 µA）实现空载 <30 mW（优化后 <15 mW）；整流管用低结电容标准恢复管（快恢复的
   snappy 特性会抬高辐射 EMI，DS 原文）；偏置电容 ≥22 µF、耐压 1.2×最高偏置电压
   （DS 图 10 例 22 µF/50 V；图 11 例 6.8 µF/63 V 为其优化值——本库注）
④ 初级 OVP 稳压管：先实测偏置整流电压最高点（满载+最低输入，含 1.5~2× 振铃风险
   ——DS 原文警告），稳压管取 1.25×实测值（或"期望触发偏置电压 −6 V"口径），
   串低值限流电阻+阻塞二极管（压降按 1 V 计）
⑤ 启动与空载核算（本库复算）：
   BPP 充电：C6=4.7 µF 充到 4.9 V，漏极电流源 ICH≈0.9~6 mA（随 VBPP 上升）→
             粗算 t≈C×ΔV/I≈4.7 µ×5 V/3 mA≈8 ms 量级（DS 未给启动时间指标，实测为准）
   空载预算：偏置灌流调至 IS1(MAX)=425 µA（GaN 档）→ 偏置电路常耗≈7 V×0.43 mA≈3 mW，
             加上次级 ISNL≤0.5 mA@4.4 V≈2 mW 与初级待机 → <30 mW 可达；
             偏置电压不足或灌流过大（烧进 VSHUNT）都会击穿预算——这正是 04 篇陷阱 #2

S10 校核（DS “Quick Design Checklist” 全录）

1. 最高漏极电压：最高输入+峰值（过载）功率、正常与启动全程，VDS 与 SR 管电压 ≤90% 耐压。
2. 最大漏极电流：最高环境+最高输入+峰值功率下看启动电流波形——变压器饱和/前沿尖峰检查；稳态下 tLEB(MIN) 结束时前沿尖峰 <ILIMIT(MIN)。
3. 热检查：最低输入+最大功率+最高环境：IC/变压器/SR 管/输出电容不超温；低线满载 SOURCE 脚 ≤110 °C（为 RDS(on) 批间差异留裕量）。

3. 设计实例汇总表（65 W USB-PD，20 V/3.25 A）

多路输出变体：DS 图 10（DER-611，INN3672C，5 V/0.3 A+12 V/0.7 A HVAC 电源）展示同一架构的双路加权 SSR 交叉调整做法——双 SR 管（AO4486/AO6420）+ 各路相位提升网络（R29/R30+C23/C24）+ 稳压管 VR2 兜空载交叉调整；家电/辅助电源可按此例扩展。

与五拓扑对比篇的勾连：同规格下 NCP1342（光耦+QR）走 3.4 A 峰值/180 µH 的 DCM 形态，本 IC 走 1.54 A 峰值/2.6 mH 的深 CCM 形态——ILIM 上限决定了“小峰值大电感”路线；代价与收益都由此而来（初级开关损耗低、次级电流大需低 RDS(on) SR；磁件偏大但高度低）。它相当于对比篇“五路线”之外的第六条支线：QR+集成 SR+免光耦 SSR。

4. 精炼要点（速记表）

下一篇：05_设计要点_常见陷阱与故障排查——这些数值在实际电路中的失效方式。

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