NCP1680 — 02 内部框图与工作原理

对标 TI 手册“Detailed Description”结构：Overview → 框图走读 → 逐功能模块详解 → 工作模式汇总。依据 onsemi NCP1680/D（DS），图 3/图 16 为手册原版翻拍。 分析写法四层：动机（为什么需要）→ 机理（怎么做到）→ 权衡（代价与折中）→ 设计含义（对你意味着什么）。「推断」标注见 01 说明。

本篇总结

1. 框图按信号流读是三段式：左侧“感知列”（LVSNS 差分 → AC Line Monitor；FB → Regulation；ZCD → Zero Current Detection；AUX → Valley Detection；FAULT → Fault Management），中间“决策列”（On-Time Control CM-DCM 是核心环节），右侧“执行列”（快臂逻辑输出、慢臂 12 V 驱动、POLARITY/PFCOK 对外接口）。
2. 图腾柱省桥的核算：传统 PFC 导通路径恒有 2 只桥二极管（≈2 V），NCP1680 把它换成 1 只慢臂管的 RDS(on)（≈0.2~0.3 V）——90 VAC/400 W 下省 ≈7.6 W（≈1.9%），230 VAC 下省 ≈3.2 W（≈0.8%）（本库推算，假设见 §2.1）。
3. 快臂必须低 Qrr 器件的原因：CrM 下电流自然过零、体二极管“软恢复”，SJ-MOS 即可（DS 明说）；一旦滑入 CCM（限流期/大载），换向时二极管硬恢复事故就会来——这是 CrM 与 CCM 图腾柱的本质分界。
4. 过零换相不能闭环：补偿器带宽只有 5~10 Hz，根本追不上 100/120 Hz 的极性翻转——所以 NCP1680 在过零区“全静默（保极性检测）+ 四级开环脉冲（1/5 固定占空比，Ton 1→4 µs 逐级长大）”完成换向，闭环在过零后重新接管。
5. FCCrM 的频率策略是一条完整曲线：重载 CrM（fsw 由 L、ton、Vo−Vin 决定，400 W/90 V 峰值处约 46 kHz）→ 轻载频率自然升高到 FCLAMP（130/275 kHz）→ 转 DCM → 频率折返 → FMIN 30.5 kHz 封底；全范围由恒定导通时间 + 死区补偿（斜坡斜率 ×kDT）保持电流整形。
6. 数字补偿器等效 Type-II：13.6 dB / 1.44 Hz 零点 / 68.2 Hz 极点，本库复算与 DS 一致；纹波消除电路既压 THD 又吃相位裕量——DS 给出的 5 Hz 穿越/60° 裕量、上限 14 Hz/45° 就是这两者折中的结果。
7. 输出保护是“多电平、分级处置”：DRE 95.5%（加速环路，不断脉冲）→ 软 OVP 105%（4 步 ×100 µs 阶梯降功率，防母线过充后振铃）→ 快 OVP 108%（模拟直通封脉冲）→ 各自独立恢复点 103%；UVP/BUV 管下限。
8. 谷底检测的核心创新：正半周“谷”是辅助信号的下降沿、负半周是上升沿（负半周的“谷底”其实是开关节点回到母线 400 V 的时刻）——NCP1680 用同一组 200/100 mV 比较器，按极性互换“武装/触发”角色，单绕组解决双向工作。

1. Overview 与框图走读

要点：NCP1680 把“无桥图腾柱”的全部系统级难题（浮动线采样、换相时序、双向谷底、开环换向脉冲）收进 16 脚，把“普通 CrM PFC”的全部优点（简单、谷底开通、无反向恢复顾虑）原样保留。

按信号流走读（对照上图）：

1. 感知列（左）：LVSNS1/2 进“AC Line Monitor, Polarity detection”块——它同时吐出极性信号（Polarity）、主 PWM 过零使能（DRV_blank）、慢臂使能（SRDRV_blank）、线频率/掉电标志（Line_Freq 1/2、SAG/BO）。FB 进 Regulation Block（数字误差放大器+补偿器+纹波消除+DRE/SOVP/UVP/SkipOut）。ZCD 进 Zero Current Detection（退磁 DEMAG、过流 OVS/OCP、浪涌 InRush）。FAULT 独立进 Fault Management。
2. 决策列（中）：On-Time Control CM-DCM 块接收 VREGUL（导通时间指令）、各保护标志（staticOVP/softOVP/fastOVP/CCM/OVS/InRush/SAG/UVP）、HL（高低线）与 Inrush，输出 DRV/DRV̄——它决定“下一个脉冲多宽、发不发”。
3. 执行列（右）：Fast Leg Drive Control（受 Polarity、DEMAG、PFCOK 门控）→ PWML/PWMH（5 V 逻辑）；Slow Leg Drive Control（受 Line_Freq1、Polarity、SRDRV_blank、PFCOK 门控）→ SRH/SRL（12 V）；Valley Detection（AUX+极性 DT）反灌快臂控制；PFCOK Logic（FB+OFF→Skip2）→ PFCOK 脚。

设计含义：调试时把这三个列当成三个观察层次——先看感知列信号对不对（LVSNS、FB、ZCD、AUX 波形），再看决策列行为（脉宽、使能窗口），最后看执行列（六路输出的时序关系）。04 的排查流程树就是这个顺序。

2. 图腾柱工作原理

2.1 为什么省桥——把导通路径的“器件损耗”算清楚

• 动机：传统 Boost PFC 每一瞬间电流都走“桥二极管→电感→开关管/升压二极管→桥二极管”，其中两只桥二极管是恒定开销，且二极管压降不随负载变轻而变小。
• 机理（DS §8）：图腾柱用“快桥臂（PWM 频率）+ 慢桥臂（工频）”替代整流桥。任一瞬间导通路径只有：1 只慢臂管（RDS(on) 压降）+ 1 只快臂管或其同步管（RDS(on) 压降）。桥二极管的 2 V 恒定开销被“两只 MOSFET 通道”取代。
• 定量（本库推算，假设：二极管 VF≈1.0 V，600 V SJ-MOS RDS(on)=40 mΩ，η=0.94）：
  • 90 VAC / 400 W：Iin,rms = Po/(η·Vac) = 400/(0.94×90) = 4.73 A。桥损 ≈ 2 V × Iin,avg（4.26 A）≈ 8.5 W ≈ 2.1% 输出；慢臂管损 = 4.73²×0.04 ≈ 0.9 W。净省 ≈7.6 W ≈ 1.9%。
  • 230 VAC / 400 W：Iin,rms = 1.85 A。桥损 ≈ 3.3 W（0.8%）；慢臂管损 ≈ 0.14 W。净省 ≈3.2 W ≈ 0.8%。
  • 结论与 DS“显著提升效率与功率密度”一致；低线收益约 2%、高线约 1%，另有“升压二极管→同步 (1−d) 管”的额外收益未计入（推断，约再省 0.3~0.7%）。
• 权衡：管子从 1+1（开关+二极管）变成 4 只 MOSFET + 2 颗驱动器——省的是损耗，付的是 BOM 与换相复杂度（后者 NCP1680 已包办）。

2.2 快臂与慢臂的角色分工

• 为什么慢臂用工频管：它每半周期只开关一次，开关损耗≈0，选型只看 RDS(on) 与耐压——普通 600 V SJ-MOS 即可；这也是片内敢直接给 12 V 驱动的原因（无浮地问题）。
• 为什么快臂在乎 Qrr：CrM 下电感电流每周期过零，快臂管开通时其体二极管早已自然关断（软换向），“标称快恢复/低 Qrr 的硅 FET 适合该拓扑”（DS §8 原文）；GaN/SiC 几乎无 Qrr 更优。反之，若因限流/过载滑入 CCM，换向时体二极管带着满载电流硬恢复（Qrr 瞬间倒灌），直通电流尖峰 + EMI 事故随之而来（机理为业界共识，DS 未展开）——这解释了为什么 CrM 图腾柱是“廉价管也能跑”的拓扑，而 CCM 图腾柱（NCP1681）必须 GaN/SiC。
• 正负半周对称控制：控制器内部对两半周使用同一组阈值（VLINE=|VLVSNS1−VLVSNS2| 对称重构）+ 一对镜像指令（PWML↔PWMH、SRL↔SRH 按极性交换），等效于“每半个工频周期重新定义一次谁是低侧管”。
• 逐拍走一遍正半周（DS 图 5，对应上图实/虚线）：① PWML 高：电流走“线→L→低侧快管→PGND→SRL→回源”，L 充电（实线）；② PWML 低：电感电流不能突变，经高侧快管（CrM 下为体二极管、中重载由 PWMH 同步驱动接手）流进母线电容（虚线），L 放电；③ 电流到零（ZCD 50 mV 判据）→ AUX 找谷 → 回到①。慢臂 SRL 整个半周常通，等效“一只主动整流管”。
• 负半周是镜像而非复制（DS 图 6）：受控管换成 PWMH（高侧快管），常通管换成 SRH；充电路径与传能路径左右对调，电感电流进入第 3 象限（DS §19 用语）——这正是谷底检测阈值必须按极性互换的根源（§13）。
• 效率细节：DS 明说高侧快管在正半周“并非 PFC 正常工作所必须导通”（体二极管也能走）——PWMH/PWML 的同步使能是“可选优化”：中重载把体二极管压降换成沟道压降，轻载干脆不开（开关损耗反而更小，§14 的门控逻辑）。

3. VCC 管理与启动时序

• 动机：无内部高压启动（DS 明示）→ 启动靠外部偏置；但图腾柱系统里“什么时候允许发脉冲”比普通 PFC 多两个前置条件。
• 机理：启动四条件（DS §8.3）：① BONOK 清除（线电压够）；② VCC > VCC(on) 10.5 V typ；③ NDRV_EN>4（连续 4 个合规极性边沿，见 §5）；④ 滤波后极性信号上升沿——让启动永远落在正半周开始处（此时低侧快管受控，低侧先动对系统更安全，推断）。
• 权衡：迟滞带内（8.8~10.5 V）故意不启动——启动电流从 1.8 mA 跳到 3.3 mA，若在带内启动会被拉穿 VCC(off) 反复复位；1.2 V 最小迟滞就是为此预留。
• 设计含义：外部偏置要保证最坏情况下 >11.25 V（VCC(on) max）；用后级辅助绕组供电时注意“PFC 未起→后级无输出→PFC 无偏置”的死锁，通常用市电侧启动电路或后级先从母线预稳压取电（业界惯例）。

4. 线电压检测——差分重构 VLINE

• 动机：图腾柱里交流线相对控制地浮动，单端采样无参考点。
• 机理：两路 1% 分压（KL_DIV=100）→ 高阻差分输入 → 内部整流重构 VLINE=|VLVSNS1−VLVSNS2|（DS §9）。VLINE 在正负半周对称，于是一组阈值管全周期。
• 五件事共用：a. 极性检测 b. 线频率监测 c. 掉电保护 d. 线范围检测 e. 过零管理——一次采样、五份收益，这是 LVSNS 走线质量值得偏执的原因（04 陷阱 3）。
• 设计含义：RUPPER 5~10 MΩ、RLOWER 50~100 kΩ、上段至少两只 1206 串联耐压（DS 建议）；分压器常通功耗（本库算例：265 VAC 输入、5.1 MΩ 总阻 → 峰值瞬时 ~69 µA）要计入空载功耗指标。

5. 极性检测——毛刺滤波的两级防线

• 机理（DS §10）：两级滤波——① LVSNS 脚外部 RC（推荐 50~200 µs）：对 100 kHz 级开关噪声免疫，又不至于让换相滞后太多；② 内部数字毛刺滤波器 TPOL_FILTER（AA/AB 200 µs、AC 50 µs）：极性比较器输出必须稳定保持超过定时器时长才被接受，中途翻转即定时器复位（DS 图 10 的 t1~t8 行为）。
• 权衡：滤波越强越鲁棒，但换相决策越滞后——AC 型号（50 µs、且禁用 20 µs 过零消隐）就是为高频/低滞后的应用准备的。
• 设计含义：极性边沿是全系统换相的“总开关”（POLARITY 脚可直接观测）；过零区先禁全部驱动再翻转极性（见 §7）就是为了在“最安静的时刻”做这个判断。

6. 交流线频率监测——45~65 Hz 的合同

• 机理（DS §11）：测滤波后极性信号每对相邻边沿的间隔；间隔超出 [tLINE(45), tLINE(65)]（typ 41~72 Hz，阈值外扩保证最坏容差下 45~65 Hz 都能跑）→ 先禁慢臂并启动 tLINEFREQ(DLY) 100 ms 定时器；期间出现合规间隔则复位恢复；定时器到期 → 禁主 PWM、进故障模式（极性监测保持激活），连续 4 个合规边沿后像新启动一样自恢复（NDRV_EN=4）。
• 为什么需要：慢臂管是“按工频极性常通”的——如果“交流”其实是方波 UPS 输出或直流分量，慢臂会以错误节奏换相，快臂脉冲会打在错误相位上；频率监测是在验证“极性信号仍是正弦工频”。
• 设计含义：变频/直流输入的非常规应用会触发此保护；启动需要 4 个合规半周期（≈40~44 ms @50 Hz），这是从上电到首个脉冲的最短延迟之一。

7. 掉电（BO）与线跌落（SAG）——两定时器的分级处置

• 机理（DS §12，图 13/14）：同一对阈值 VBO(start) 1.10 V / VBO(stop) 1.00 V（≈78/71 VAC），配两个不同时长定时器：SAG 25 ms——容忍单线周期掉电，到期进软停止（内部控制电压缓放到 0、脉宽渐窄），极性信号保持，线电压一回升立即重启；BO 650 ms——到期才复位整机（含锁存故障清零）、禁极性检测，重启后等同初次上电。
• 物理直觉：SAG 是“躲”（半周期没了没关系，别硬打大占空比去补，那样只会把电流尖峰打进电网）；BO 是“断”（真掉电了，别浪费、别空转）。
• 两级定时器对比（DS 图 13/14，双向定时器上行 360 µs）：

• 设计含义：保持时间要求 ≤1 周期的应用（IT 电源典型）靠 SAG 层面无感穿越；软停止的“脉宽渐窄”避免了掉电瞬间的电流冲击——直接禁脉冲会让电感能量无处可去、母线侧出现电压尖峰（推断，与一般 PFC 软停止实践一致）。

8. 线范围检测——高低线判别与增益 ÷4

• 机理（DS §13）：按 VLINE 峰值判高低线：>VHL 2.36 V 持续 300 µs → 高线；<VLL 2.22 V 持续 25 ms → 低线（25 ms 保证单周期掉电不误降级）；低→高立即、高→低后有 500 ms 锁定时器防振荡。阈值 ≈167/157 VAC，落在任何国家标准市电都够不到的中间带。
• 为什么切增益：高线时数字补偿器环路增益降为 1/4。功率级增益 ∝ Vac²（恒定导通时间下 Pin = Vac²·ton/(2L)），230/115 = 2 → 功率增益差 4 倍；补偿器 ÷4 恰好抵消，两个线制下环路特性一致（该对应关系为控制理论推演，DS 未给出推导）。
• 设计含义：若应用输入长期在 160 VAC 附近（非标场合），模式切换会造成 12 dB 环路增益阶跃，需专项验证；常规 115/230 V 应用无需担心。

9. 交流过零管理与开环换向脉冲

• 动机：过零区是图腾柱最脆弱的时刻——极性要翻转、慢臂节点要从 400 V 换到 0 V（或反向）、闭环环路（5~10 Hz）完全来不及跟踪工频过零。
• 机理一：分级阈值、提前封脉冲（DS §14，表 3）：三类驱动各有停止/启动阈值——主 PWM 100/120 mV（≈10/12 V 线电压）、慢臂 SR 180/200 mV、同步 200/220 mV，均带迟滞。所有驱动都在真过零前禁用：主臂最先停（它在半周期里开关占比最大），慢臂次之，同步最后——这个“静默窗口”让极性判断在无开关噪声污染下完成。代价是少量过零电流失真，DS 明说这是有意换取极性信号精度与鲁棒性。
• 机理二：开环换向脉冲（DS 表 4，图 16 事件 E/F）：过零后若用闭环脉冲去搬慢臂节点电压，此时占空比极高，电感电流尖峰过大。NCP1680 改发四级固定占空比 1/5 的开环脉冲串：Ton 1→2→3→4 µs、Toff 4→8→12→16 µs（周期 5→20 µs，DS 表 4 单位按译注判定为 µs）——每个脉冲把慢臂节点向目标轨多搬一点（图 16 事件 F：400 V↔0 V 的斜坡），Ton/Toff 同步渐增保持占空比。期间慢臂驱动与 (1−d) 驱动保持为 0。
• 时序全景（图 16 事件 A~I）：B（线电压 <VSR_STOP，慢臂先禁，早于 A）→ A（<VZCB_STOP，主臂禁）→ C（两检测节点交越=真实换相点）→ D（滤波后极性边沿，滞后 TPOL_FILTER）→ E（开环脉冲，负→正转换打 PWML，正→负打 PWMH）→ F/G（慢臂节点斜坡转换与稳定）→ H/I（线电压 > 各自 START 阈值后主臂与慢臂重新使能）。
• 设计含义：过零区的 THD 由“静默窗口宽度 + 开环脉冲四级斜坡 + TPOL_FILTER 滞后”共同决定，三者都不可外部调——选型时 AC 型号（50 µs）对低滞后有需求的应用更合适；实测过零尖刺时应先看 POLARITY 边沿与 LVSNS 波形是否干净（04 陷阱 3）。

10. FCCrM 与导通时间调制——频率策略全解

• 机理一：恒定导通时间（DS §16，图 18）：主 PWM 的 Ton 由数字补偿器输出 VREGUL 与内部调制斜坡比较产生；CrM 中斜坡斜率固定，Ton,max,CrM（AA 17.2 µs / AB·AC 10.2 µs）出现在补偿电压顶轨 VC(MAX)=4.2 V。恒定 Ton 的红利：Ipk(θ)=Vin(θ)·ton/L 自动正弦——一个标量（ton）同时完成电流整形，无需乘法器。
• 机理二：CrM→DCM 的自然过渡：负载降 → 补偿器压低 ton → 频率升高（fsw=(Vo−Vin)/(ton·Vo)，CrM 下 Tsw=ton·Vo/(Vo−Vin)，本库推导与 DS 一致）→ 撞上 FCLAMP（130/275 kHz）→ 转 DCM（周期被钳位拉长，出现死区）→ 负载再降，斜坡调制电路强制更长周期、更多谐振谷 → 频率折返（触发点：ton < (tON_FF)LL 3.84 µs / (tON_FF)HL 1.92 µs，AA 档）→ FMIN 30.5 kHz 封底压可闻噪声。
• 机理三：死区补偿 kDT（DS §19 无编号式）：DCM 中平均输入电流不再等于 Ipk/2，而是 Ipk/2 × (Ton+Toff)/Tsw。NCP1680 把调制斜坡斜率乘以 kDT=(Ton+Toff)/Tsw → Ton 反比拉长 → 死区造成的电流“缺斤短两”被补回。数字例（AA 档，FCLAMP 钳位期 Tsw=7.7 µs）：Ton=3 µs、Toff=2 µs、死区 2.7 µs → kDT=5/7.7=0.65 → 导通时间等效 ×1.54——不补的话该周期输入电流亏 35%。
• 电感上限 eq.1 推导：CrM+恒定 Ton 下半周平均功率 Pin = Vac²·ton/(2L)（对 Vin²(θ)·ton/(2L) 在半周期内取平均）；令 ton=ton,max、Pin≈Po，解出 L = Vac²·Ton,max,CrM/(2·Po)。数字例（90 VAC、400 W）：AA：L ≤ 8100×17.2µs/800 = 174 µH；AB·AC：L ≤ 103 µH。DS 正文提到按效率 η 修正而式中无 η（推断：以 Pin=Po/η 代入则 AA 档为 163 µH）；工程上取再低 10~15% 留补偿余量（03 步骤 1）。
• 设计含义：一个 L 值同时被“最低开关频率（EMI）、Ton,max 裕量、峰值电流”三方约束——NCP1680 的型号分档（17.2 vs 10.2 µs）本质是把“低频大电感档”和“高频小电感档”做成两个 SKU，设计者先定功率密度目标再选型号。

11. FB 与数字补偿器——免外部补偿的代价与收益

• 机理（DS §17，图 20/21/22）：母线分压 → S/H → 数字误差放大器+补偿器 → VCONTROL → 纹波消除 → VREGUL（=图 18 的 VC 的数字域版本）。等效 Type-II 元件值：GOTA=200 µS、RZ=24 kΩ、CZ=4.62 µF、CP=97.24 nF。本库复算：中频增益 20log10(24k×200µS)=20log10(4.8)=13.6 dB ✓；零点 1/(2π·24k·4.62µF)=1.44 Hz ✓；极点 1/(2π·24k·97.24nF)=68.2 Hz ✓。2 Hz 相位提升 >50°、5~10 Hz >70°、实测中频 13.4 dB（DS 原文与计算值 13.6 dB 并存，译者已注明）。
• 为什么是 Type-II + 低带宽：PFC 电压环必须压掉 100/120 Hz 二次纹波（否则输入电流三次谐波超标），带宽天然只能 5~10 Hz；13.6 dB 中频增益把穿越频率放在 5~10 Hz、>60° 裕量（DS 图 22：上限可到 14 Hz@45°）。
• 权衡——纹波消除电路：它压掉 VCONTROL 上的工频纹波（THD 收益），但在环路里等效又一级滤波，消耗补偿器的相位提升（DS 明说）；这就是“名义 60° 裕量、上限 45°”的来源。
• 设计含义：外部不接任何补偿网络——你能调的只剩 kFB（改变 Vout，环路带宽不变，因为补偿器参数固定）与高低线模式（增益自动 ÷4）。改输出电压不会破坏环路，这是数字补偿方案对设计流程最大的减负。

12. 输出电压保护——多电平分级处置

以 Vout,nom=395 V 折算（DS §18）：

• 为什么软 OVP 要分 4 步：一步到位关断会诱发母线电压下冲 → 环路再猛拉 → 反复振铃（大电容系统的“跷跷板”）；阶梯降功率让能量净流出平稳过渡，DS 图 23 即此意图。
• 为什么快 OVP 是独立模拟通道：载突降/差模浪涌时母线电压可在毫秒级冲过 105%；采样保持+数字域有节拍延迟，快 OVP 直接盯着 FB 脚、绕过一切数字处理立即封脉冲——软 OVP 管“温和过冲”，快 OVP 管“突变过冲”。
• FB 开路后备：250 nA 灌电流 → VFB 跌破 UVP → 保护停机（DS §18）；即“反馈线断了=系统安全停”，不是继续按旧指令泵能量。
• 软 OVP 四步阶梯的逐拍解读（DS 图 23）：触发后 VREGUL 按每 100 µs 一档从 VCONTROL 的 100%→75%→50%→25%→0%，即 300 µs 内把传输功率平滑压到零。选 4 步而非 1 步的原因：母线电容储能巨大，功率突降→电压下冲→环路再占满的“跷跷板”需要数个工频周期才能平息；阶梯降功率让净流出能量单调、避免二次过冲。
• DRE（动态响应增强器）增益档（DS 表 3 §6.8）：触发条件 VFB<VREF 的 95.5%，退出 VFB>98%；增益分两档——PFCOK 高（已到调节点）时 5×（AA·AB）/10×（AC），PFCOK 低时统一 2.5×。也就是说 DRE 的压制力度还与“系统是否在正常工作态”联动：启动/故障期用温和档，正常工作用强档——避免非正常态下的激进加速引发次生振荡（推断）。
• 设计含义：母线电容与后级器件耐压按 426.6 V（快 OVP）选；450 V 电容档是合理搭配，500 V 更稳。DRE 的存在让输出电容可以比传统方案小一档（下冲被环路主动压制），但载突降的 ΔV 仍需按 5~10 Hz 环路带宽核算（推断，属电容设计常规）。

13. 谷底检测——正负半周不对称的单绕组解法

• 动机：经典桥式 CrM PFC 里，“谷底”永远出现在辅助电压穿越零点的同一边沿上；图腾柱里这条经验失效。
• 机理（DS §19，图 24~27）：正半周占空比受控管是低侧快管——期望开通时开关节点电压≈0（谷底），辅助信号呈下降沿过零；负半周受控管是高侧快管——期望开通时节点电压≈母线 400 V（对高侧管来说这才是“它的谷底”，DS 原话“负半周期中'谷底'实际上是一个峰值”），辅助信号呈上升沿。NCP1680 用同一组比较器：正半周“升过 200 mV 武装、跌破 100 mV 触发”；负半周“跌破 100 mV 武装、升过 200 mV 触发”——武装/触发角色互换，边沿检测+阈值检测合体，一颗绕组两个半周通吃。

物理直觉：迟滞 100 mV + 双阈值的意义——谐振谷底附近辅助电压摆速慢、易被噪声污染，“先武装再触发”保证只在正确的边沿方向上接受触发；正负半周迟滞方向互换后，噪声在两个半周里都“进错门”。

• 外围配合（DS 图 27）：RAUX1 直连不串隔直二极管（串了正负半周不对称）；RAUX2 下拉分走高压摆电流；DAUX 肖特基钳负压；CAUX 调谐检测点。
• 设计含义：DS 图 25/26 实测显示 DCM 下开通前穿越 5 个谐振谷、CrM 下开通电压极低——谷底丢失的直接症状是“负半周 EMI 恶化、效率下降而正半周正常”（04 陷阱 5）。

14. ZCD 与同步 (1−d) 驱动——升压“二极管”的同步整流化

• 动机：(1−d) 期间电流走快臂互补管的体二极管（≈1 V 压降）；让这颗管子同步导通（沟道 ≈RDS(on) 压降），中低线又顺带获得一段效率——但前提是绝不许反向电流。
• 机理（DS §21，图 29）：四重门控——① 死区 TDT1 130 ns（90~170）防交叉导通；② ZCD 电压升过 VZCD(ARM)（300/100 mV）才武装：轻载 ZCD 信号小、永不过阈 → 同步管干脆不开（轻载时其开关损耗反而拖累效率，这是特性不是缺陷）；③ VLINE>220 mV（≈线电压 22 V）——过零区不同步；④ PFCOK 置高——启动期禁同步防倒灌。同步管保持导通直到 ZCD 跌破 VZCD(TRG)=50 mV：触发点刻意贴近 0，把同步导通窗拉到最长、又恰好不让电感电流反流（反流=从母线抽能量打转，RMS 上升效率下降，DS 明说）。
• VZCD(TRIG) 的第二重职责：它还门控下一拍主 PWM(d) 脉冲的开通——ZCD 电压若持续高于 50 mV（电感里一直有电流），主脉冲被无限期消隐。两个受益场景（DS 原文）：上电时线电压峰值≈母线电压的硬开关区；差模浪涌把母线电容峰充时，浪涌电流经 ZCD 电阻被看见，主脉冲在浪涌平息前保持禁用。
• 设计含义：ZCD 电阻 Rs 的取值是三边约束——上限 eq.3（限流）、下限要让满载 ZCD 峰值 >VZCD(ARM)（同步使能）、且远 > VZCD(MIN)（THD 增强器工作域）；这三点都由同一颗毫欧电阻决定（03 步骤 3）。

15. 过载与峰值限流——把“积分器”当限流器用

• 机理（DS §22，图 30，表 5）：(1−d) 开始瞬间的 ZCD 电压 = Ipk×Rs，即峰值电流的镜像。控制器测量 ZCD 电压超过 VZCDLIM1 的时长 TOS，积分成电压 VOS，再从 5 V 轨中减去——差值就是限流比较器阈值：过流越久、阈值越低，天然带“记忆”的逐周期限流。限流斜坡斜率还正比于瞬时线电压：线越高斜坡越快、同样阈值下 Ton 越短（表 5：85 V→最长 Ton 20.34 µs，265 V→4.77 µs；本库验证各行斜率×Ton = 5.00 V 恒等）。
• 为什么不用霍尔/CT：传统方案要么贵（霍尔）要么重（CT）；NCP1680 用“已存在的 ZCD 信号 + 数字积分”顺带得到一个自适应限流，BOM 直降（DS 明说 significantly reducing system BOM cost）。
• 权衡：积分限流是“软”限流——瞬态过流第一拍仍会放过去（TOS 尚短、阈值还没压下来），真正的硬保护靠后级的 FAULT/热（推断；DS 未给瞬态响应指标，待核实）。高线 ZCD 限流自动 ×60% 则是显式的功率限制手段（DS §23）。
• 设计含义：VZCDLIM1 是按型号分档的（1.4/0.6 V），不能用“改 Rs 来改限流点”绕过型号选择——Rs 同时被同步使能、THD 增强器、限流三点约束，选型前先定型号再定 Rs。

16. THD 增强器——过零区的最后一公里

• 机理（DS §24，图 31）：轻载与过零附近电感电流小，ZCD 电压在 VZCD(MIN)（70/30 mV）以下的时间变长——THD 增强器对该时长积分，产生小量导通时间扩展：电流越小、Ton 补得越多，把“过零区电流提前塌陷”的趋势顶回去。
• 分工：死区补偿（kDT）管“DCM 死区”这一段，THD 增强器管“小电流下 Ton 不足”这一段，两者协同实现全输入范围中重载 THD<10%（DS 原文指标）。
• 设计含义：THD 指标不达时先查三件事：LVSNS 滤波（极性滞后）、Rs 取值（VZCD(MIN) 工作域）、负载/线电压工况是否在指标覆盖范围内。

17. 软跳周期与 PFCOK——轻载的系统级协同

• 机理（DS §25~26，图 32~36）：跳周期必须外部命令（SKIP 下拉 ≥56 µs，或 PFCOK 脉冲串 <0.5 V 持续 >30 µs 且快于 PFC burst 频率）。进入后：大部分功能下电（ICC4 0.54 mA typ）、输出电压自由衰减到 94% → 短暂脉冲串推回 100% → 再静默——“跳-串-跳”循环可无限持续。恢复消隐 500 ms；每 500 ms 开 400 µs 窗口检查外部命令是否解除。
• PFCOK 的双重身份：正常工作时输出 10 µA/V 电流源（母线电压镜像，对地电阻转成下游 UVLO 电平）；启动到 VFB=98%VREF 之前硬拉低——同时它还是同步驱动、慢臂驱动、跳周期、BUV 判定的门控标志（没到调节点，这些统统不允许）。
• SKIP 的顺手好处：它是个 0~5 V 信号——直接接 NCP51820 的 Enable 关驱动器；驱动器无 Enable（NCP51530/NCP5183）就用 VCC 直通电路（SKIP→NMOS→PNP，DS 图 34）把驱动器 VCC 整个断掉。
• 跳周期时序常量速查（DS 表 3 §6.9 + §25）：

• 设计含义：空载功耗指标是“PFC 静默 + 驱动器下电 + 下级突发工作”的三方协议，PFCOK/SKIP 的时序约定（30 µs/56 µs/400 µs 窗口）要写进系统联调清单。

18. 故障引脚与故障矩阵

• FAULT 脚（DS §27.1）：下限 0.40 V=OTP（NTC，自恢复 0.92 V，上电消隐 5 ms）；上限 3.0 V=OVP（锁存，典型接法 VCC-FAULT 间稳压管保护 20 V 级外驱）；开路被钳位 1.7 V=安全；两路均 30 µs 滤波。
• 故障矩阵精编（DS 表 6）：

• 设计含义：注意“保持激活”列——软/快 OVP、UVP、OTP、TSD 期间极性信号保持激活（复位快），只有 BO、线频率 2、UVLO 把极性也禁了（复位深）；排查“保护后多久能重启”时按此表分层。

19. Device Functional Modes（工作模式汇总）

精炼要点

上一级：NCP1680