NCP1622 规格书全译 —《Enhanced, High-Efficiency Power Factor Controller》（增强型高效率功率因数控制器）

原文：onsemi《NCP1622 — Enhanced, High-Efficiency Power Factor Controller》Datasheet，文档编号 NCP1622/D，Rev. 5，2021 年 8 月，© Semiconductor Components Industries, LLC, 2017。共 19 页正文 + 2 页封装尺寸图（TSOP−6，CASE 318G，文档 98ASB14888C）。原文 PDF：datasheet/NCP1622_datasheet.pdf。 本篇为规格书全文忠实翻译：逐节覆盖描述/特性/订购信息与版本编码（表 1~3 全表）/引脚定义（6 脚逐一）/绝对最大额定值全表/电气特性全表（表 6，min/typ/max 逐行）/详细工作原理全节（含式 1~4）/故障检测/OFF 模式/全部插图（图 1~14）逐图列出/封装信息。 ⚠️ 字形替换说明：文本提取版存在系统性 PDF 字形替换——µ→m（µA→“mA”、µS→“mS”、µs→“ms”）、Ω→W、θ→q、等号/约等号/括号→乱码。已对照 onsemi 官网原版 PDF 与图内标注（图 9 “TON,max=25us/3”、图 4 “200-us WATCHDOG”）逐一还原为 µ/Ω，关键还原处随文标注。 ⚠️ 原文内部不一致处（首页 30 kHz vs 正文 33 kHz、切换迟滞正文 40 mV vs 特性表 100 mV、OCP 消隐正文 200 ns vs 表 400 ns、FB 偏流引脚描述 250 nA vs 表 200 nA 等）均以「译注」标明，以电气特性表为准。版权归 onsemi。 插图为原版图翻拍（img/ds 前缀，共 15 张，裁自 NCP1622/D Rev. 5 原版 PDF 第 1、3、8、10~16、18 页），每张含原图图题，未做任何描改。

1. 描述（DESCRIPTION，首页全译）

6 脚 PFC 控制器 NCP1622 用于驱动 PFC（Power Factor Correction，功率因数校正）升压级。它基于一种创新的谷底同步频率折返（Valley Synchronized Frequency Fold-back, VSFF）方法。在此模式下，当 Vcontrol 电压超过可编程值 Vctrl,FF 时，电路以经典的临界导通模式（Critical conduction Mode, CrM）工作；当 Vcontrol 低于该预置电平 Vctrl,FF 时，NCP1622（[B] 与 [D] 版本）将频率线性衰减至约 30 kHz，直到 Vcontrol 到达跳周期（Skip Cycle, SKIP）模式阈值 [译注：首页为“约 30 kHz”，详细工作描述两处均为“约 33 kHz”——原文不一致，正文以 33 kHz 为准；另按详细描述章节，频率折返本身对所有版本有效，括注“(versions [B**] and [D**])”实指其后的 SKIP 阈值/跳周期功能]。VSFF 使额定负载与轻载下的效率同时最大化，尤其把待机损耗降到最低。与 FCCrM（频率钳位临界导通）控制器一样，即使开关频率降低，内部电路仍能维持接近 1 的功率因数。电路采用 TSOP6 封装，并集成了构建健壮而紧凑、外部元件极少的 PFC 级所需的全部功能。

2. 特性（FEATURES，全译）

通用特性（General Features）：接近 1 的功率因数；临界导通模式（CrM）；谷底同步频率折返（VSFF）：低电流水平下强制低频工作（9 种预编程设置）[译注：正文另处亦称 L2 编码 A~I 共 9 种，而表 2 实列 A~L 共 12 种（Rev. 5 新增 J/K/L），以表 2 为准]；可配合带 ZCD 绕组的变压器工作、也可仅用简单电感工作（无需辅助绕组）；导通时间调制（On-time Modulation）——VSFF 模式下维持正确的电流整形；极轻负载电流时进入跳周期模式（SKIP，[B**] 与 [D**] 版本）；快速线电压/负载瞬态补偿（动态响应增强器，Dynamic Response Enhancer, DRE）；谷底开通（Valley Turn-on）；高驱动能力 −500 mA / +800 mA；VCC 范围 9.5 V 至 30 V；低启动电流消耗——[C] 版本：低 VCC 启动电平（10.5 V），[A] 版本：高 VCC 启动电平（17.0 V）；线电压范围检测（Line Range Detection）以减小环路穿越频率的离散；本器件为无铅（Pb-Free）器件。

安全保护特性（Safety Features）：热关断（Thermal Shutdown）；非锁存过压保护（Non-latching OVP）；第二路过压保护（OVP2）；欠压/掉电（Brown-Out）检测；平滑启动软启动（[C] 版本）；过流限制；反馈脚未连接时的禁用保护；旁路二极管短路时的低占空比运行；GND 引脚开路故障监测。

典型应用（Typical Applications）：PC 电源；灯具镇流器（LED、荧光灯）；平板电视；一切需要功率因数校正的离线式电器。

3. 订购信息与版本编码（DEVICE ORDERING INFORMATION + 表 1~3，全表）

产品选项的编码字母与 TSOP6 封装上的印字标记不对应；下表给出两者的对应关系。

注：可按需求提供其他 L1、L2、L3 选项。表 1（第 1 位字母 L1）：A（默认）=Brown-out 无 + SKIP 无（均默认）；B=Brown-out 无（默认）+ SKIP 有（trim）；C=Brown-out 有（trim）+ SKIP 无（默认）；D=Brown-out 有（trim）+ SKIP 有（trim）。表 2（第 2 位字母 L2，CrM→DCM 的 VCTRL 阈值 / tON,max,LL / tON,max,HL）[译注：原表头单位“ms”系 µ→m 字形替换，应为 µs——由图 9 “TON,max=25us/3”及 Kton,LL−HL=3 交叉证实]：A=0.816 V / 25 µs / 8.33 µs；B=1.026 V / 25 µs / 8.33 µs；C=1.296 V / 25 µs / 8.33 µs；D=1.132 V / 12.5 µs / 4.17 µs；E（默认）=1.553 V / 12.5 µs / 4.17 µs；F=2.079 V / 12.5 µs / 4.17 µs；G=1.459 V / 8.3 µs / 2.77 µs；H=2.079 V / 8.3 µs / 2.77 µs；I=2.840 V / 8.3 µs / 2.77 µs；J=0.816 V / 30 µs / 10 µs；K=1.026 V / 30 µs / 10 µs；L=1.296 V / 30 µs / 10 µs。表 3（第 3 位字母 L3，VCC 启动电平）：A（默认）=17.0 V（默认）；C=10.5 V。

非微调（默认）版本编码为 AEA（L1=A：无 Brown-out、无 SKIP；L2=E：E 版频率折返；L3=A：17 V VCC 启动电压）。

4. 引脚配置与引脚功能（PIN CONNECTIONS + 表 4，6 脚逐一）

顶部视图引脚排布：1 VCTRL｜2 GND｜3 CS/ZCD｜4 DRV｜5 VCC｜6 FB。标记图（Marking Diagram）：XXXAYWG / G——XXX=具体器件代码，A=封装产地，Y=年份，W=周次，G=无铅封装（微点标记 G 可位于任一位置）。

表 4　引脚详细描述

5. 绝对最大额定值（表 5 MAXIMUM RATINGS，全表）

超过最大额定值表所列限值的应力可能损坏器件；若超出这些限值，不应假定器件功能正常，可能发生损坏并影响可靠性。 (*) “Vctrl,max” 为 VCTRL 脚钳位电压。“VDRV” 为 DRV 脚钳位电压（VDRVhigh）——当 VCC 高于 (VDRVhigh) 时取该钳位值，否则 VDRV 即为 VCC。

6. 电气特性（表 6 TYPICAL ELECTRICAL CHARACTERISTICS，全表逐行）

条件：VCC = 18 V，TJ = −40 °C 至 +125 °C（除非另有规定）。（注 1） [全局译注：本表原提取文本中所有“mA/mS/ms”单位经官网原版 PDF 交叉校验，凡下文标 µA/µS/µs 者均为 µ→m 字形还原；真正的 mA/ms/nA 已与 prose 正文数值（如 Brown-out 消隐 50 ms、线路检测消隐 25 ms、FB 偏流 200 nA）互证无误。]

6.1 启动与供电电路（Start-up and Supply Circuit）

6.2 频率折返死区时间（L2 = A~L 各配置）

死区时间随 Vctrl 增大而减小；下表给出 Vctrl = 0.65 V（,1 行）与 0.75 V（,2 行）两点的值。[译注：本小节及 6.9 节原提取单位“ms”均为 µ→m 字形替换，实际为 µs；与最低 DCM 频率约 30~33 kHz（周期 ≈ 30 µs）互证。]

6.3 CrM↔DCM 切换阈值与迟滞（CrM to DCM threshold and Hysteresis）

6.4 跳周期控制（SKIP Control，[B**] 与 [D**] 版本）

6.5 栅驱动（Gate Drive）

6.6 调节模块（Regulation Block）

6.7 电流检测与零电流检测模块（Current Sense and Zero Current Detection Blocks）

6.8 静态 OVP（Static OVP）

6.9 导通时间控制（On-Time Control，最大 tON 的选项组）[译注：原表头称“3 options”，实际列出 A~L 共 4 组（ABC/JKL/DEF/GHI），原文如此]

6.10 反馈过压与欠压保护（OVP and UVP）

6.11 Brown-Out 保护与前馈（Vsns 为替代 Vsense 的内部节点）

6.12 热关断（Thermal Shutdown）

6.13 第二过压保护（OVP2）

注 1：以上规格给出的是参数的目标值；最终规格将在完成整机特性表征后发布。产品参数性能按所列测试条件在电气特性中给出，除非另有说明；若在不同条件下工作，产品性能可能不由电气特性所指示。

7. 框图（图 2）

内部框图包含：跨导误差放大器（Transconductance Error Amplifier）、FB 管理块（FB MANAGMENT：DRE、UVP、SOFTOVP、FASTOVP、OVP2、PFCOK，基准 VREF,DRE / VREF,UVP / VREF,SOFT_OVP / VREF,FAST_OVP）、电流检测块（CURRENT SENSE：OVERSTRESS、OCP，基准 VREF,OVS / VREF,OCP）、热关断（THERMAL SHUTDOWN/TSD）、CSZCD 缓冲器、退磁与线路检测（DEMAG & LINE SENSE：ZCD、VSNS）、故障管理（FAULT MANAGMENT）、UVLO、线路与 Brown-out 管理（LINE & BO MANAGMENT：VREF,LLINE、VREF,BONOK）、内部定时斜坡与 Vton 处理电路（VREGUL、DT、SOFTOVP、SKIP、SKIPDEL）、CLK 与 DT 管理块、输出缓冲器（Output Buffer，各 RS 锁存均为复位优先）。

8. 详细工作描述（DETAILED OPERATING DESCRIPTION，全译）

8.1 引言（Introduction）

NCP1622 旨在使 PFC 级在整个负载范围内效率最优，同时集成保护功能以保证鲁棒运行。更概括地说，在成本效益、可靠性、低待机功耗与高效率是关键要求的系统中，NCP1622 是理想之选：

• 谷底同步频率折返（VSFF）：NCP1622 用于驱动 PFC 升压级，工作于所谓谷底同步频率折返模式。当 Vctrl 超过可编程值时电路以经典 CrM 工作；当 Vctrl 低于该预置电平时，NCP1622 将频率线性降低至约 33 kHz，然后到达 SKIP 阈值电压（SKIP 模式仅 [B**] 与 [D**] 版本）。VSFF 使额定与轻载效率同时最大化，待机损耗降到最低。与 FCCrM 控制器一样，即使开关频率降低，内部电路仍允许接近 1 的功率因数。
• 跳周期模式（SKIP，[B] 与 [D**] 版本）：为进一步优化效率，当 Vctrl 到达 SKIP 阈值电压时，电路在低负载电流下跳过（开关）周期。这是为了在功率传输效率特别低时避免电路工作（代价是电流畸变）。[A] 与 [C**] 版本无此功能。
• 低启动电流与宽 VCC 范围（[A] 与 [C] 版本）：电路启动电流消耗被最小化，从而允许使用高阻抗启动电阻为 VCC 电容预充电。此外，UVLO 迟滞最小值为 6 V，避免需要过大的 VCC 电容，并可缩短启动时间、无需过于耗电的启动元件。[C] 版本更适合由外部电源（辅助电源或后级变换器）供电的场合：其最大启动电平（11.25 V）足够低，可由 12 V 电源轨供电。启动后，较高的 VCC 最大额定值允许 9.5 V 至 30 V 的宽工作范围。
• 快速线/负载瞬态补偿（动态响应增强器 DRE）：PFC 级环路带宽低，负载或输入电压突变（如启动时）可能造成过冲或下冲过大。该电路按如下方式限制相对调节电平的可能偏差：（a）当输出电压超过期望电平的 105% 时，NCP1622 将功率传输线性衰减至零（软 OVP）；若该软 OVP 过于平缓、输出继续上升，则当输出电压超过期望电平 107% 时电路立即中断功率传输。（b）当输出电压低于其调节电平的 95.5% 时，NCP1622 大幅加速调节环路。此功能仅在 PFC 级已启动之后才使能，以保证正常软启动过程。
• 安全保护：持续监测输入/输出电压、MOSFET 电流与芯片温度，使 PFC 级健壮可靠。除 OVP 保护外还提供：最大电流限制——检测 MOSFET 电流，超过设定限值即关断功率开关；当电流达到限值的 150%（因电感饱和或旁路二极管短路）时进入低占空比运行模式。欠压保护（UVP）——检测到输出电压低于电压基准的 12%（典型值）时关断；该功能在交流输入过低或反馈网络失效（如接触不良）时保护 PFC 级。欠压（Brown-Out）检测——检测低交流输入条件并停止工作，避免 PFC 级承受过度应力。热关断——结温超过 150 °C（典型值）时内部热电路禁用栅驱动；温度降到约 100 °C 以下（50 °C 迟滞）后恢复工作。
• 输出级图腾柱：NCP1622 内置 −0.5 A / +0.8 A 栅驱动器，可有效驱动大多数 TO220 或 TO247 功率 MOSFET。

8.2 工作模式（NCP1622 Operation Modes，图 3）

如前所述，NCP1622 PFC 控制器实现谷底同步频率折返（VSFF）：当 Vctrl 超过可编程值 Vctrl,th,* 时，电路以经典 CrM 工作；当 Vctrl 低于该 Vctrl,th,* 时，NCP1622 将工作频率线性降低至约 33 kHz；当 Vctrl 到达 Vctrl 最小值或 Vctrl 的 SKIP 模式阈值时，系统进入低频脉冲串（burst）模式。

如图 3 所示（高电流：无延迟→CrM；低电流：下一周期被延迟——定时器延迟；更低电流：更长死区时间），高负载下升压级工作于 CrM；负载减轻后控制器进入受控频率的断续（DCM）运行。为进一步降低损耗，MOSFET 的开通被延展到其漏-源电压处于谷底——死区时间的结束与漏-源振铃同步。

8.3 VSFF 之一：谷底同步（Valley Synchronized, VS，图 4/图 5）

谷底同步是 VSFF 系统的前半部分。将功率 MOSFET 开通（CLK 信号上升沿）与漏极电压谷底同步，使额定与轻载条件下效率最大化、待机损耗降到最低。图 4 描绘了这一同步（内部块：ZCD 定时器 ZCD TIMER、200 µs 看门狗、退磁检测 DEMAG SENSING、死区时间发生器 DEAD TIME GENERATOR、死区结束同步、时钟生成 CLOCK GENERATION、DT 控制斜坡——Vctrl 即 VCTRL 信号）。该方法避免系统在谷间“停滞”（stall）：电路使 PFC 控制器从第 n 谷干净地过渡到第 (n+1) 谷（或反之从 n 谷到 n−1 谷），如图 5 仿真结果所示（漏-源电压 50 V/格，标注第 3 谷/第 4 谷；VREF,DT 与“斜坡 + Vffctl” 20 mV/格；DRV 2 V/格；电感电流 100 mA/格；时间 5 µs/格）。当线电压与电感电流都很低、或漏极电压幅值过低（长死区时间的情形）时，功率 MOSFET 的开通不再与漏极谷底同步，而是在编程死区时间的结束点准时开通（由 ZCD TIMER 块判定）。[译注：原句“…end of a programmed dead time looks to the ZCD TIMER block”语法残缺，系原文排版问题，按上下文译出。] 若未检测到退磁，功率 MOSFET 将在 200 µs 的看门狗定时后开通。

8.4 VSFF 之二：频率折返（Frequency Foldback, FF，图 6，式 1）

频率折返是 VSFF 系统的后半部分。当 Vctrl 跌破按选项可编程的 Vctrl,th,* 阈值时，NCP1622 进入 DCM，通过在电感退磁结束后加入死区时间，将工作频率线性降低至约 33 kHz。死区时间的结束与漏极电压的谷底同步——故名“谷底同步（VS）”。Vctrl 值越低，死区时间越长。频率折返（FF）系统按 tDT（见图 6：Iind、Ipeak,max、tON、tDEMAG、tDT、Tsw 波形）调节导通时间与输出功率，确保瞬时市电电流与市电瞬时电压同相（实现 PF=1）。

当负载最大（Vctrl 最大且电感峰值电流限制未触发）时，控制器运行于 CrM，频率（@Vin = Vin,max）为最小值。随着输出功率开始下降，Vctrl 电压降低，开关频率（@Vin = Vin,max）升高，控制器保持 CrM，直到 Vctrl 到达阈值电压 Vctrl,th,*。此后继续减小输出功率，控制器在退磁结束后继续增大死区时间（tDT），形成 DCM 导通模式与开关频率下降（频率折返）。

当输出功率减小、进入 DCM 模式后，开关频率下降到下式给出的值（该式有效范围直至进入 SKIP 模式之前）。此最小 DCM 频率值由死区时间主导——tON 与 tDEMAG 相对已达最大值 tDT,max 的 tDT 可忽略：

$$F_{SW,DCM,min} = \frac{1}{t_{DT,max} + t_{ON} + t_{DEMAG}} \approx \frac{1}{t_{DT,max}} \qquad \text{（式 1）}$$

[译注：式 1 中“=”与“≈”在文本提取中乱码（原 PDF 字体映射问题），此重构依据紧随其后的原文叙述“该最小 DCM 频率由死区时间主导，tON 与 tDEMAG 相对 tDT 可忽略”。]

为使不同客户应用可以有不同的最大开关频率限制（@Vin=Vin,max）以及不同的 CrM→DCM 边界 Vctrl 阈值，提供了不同产品版本（见表 2）。版本编码第 2 位字母（L2）以字母 A,B,C,D,E,F,G,H,I 在工厂配置 [译注：原文仅列 A~I 共 9 个字母，表 2 实有 A~L 共 12 个，以表 2 为准]。图 7、图 8 为 MathCad 电子表格解析模型生成的曲线，各配置之间的差异一目了然（产品版本第 2 字母的 E 为默认配置）。图 7：开关频率（@Vin=Vin,max）对 Vctrl（与 L 无关），曲线族 A/D/G、E/H、B、C/F/I。图 8：最大电感峰值电流（@Vin=Vin,max）对 Vctrl（与 L 有关）。注意图 9 显示输出功率与 Vctrl 的关系仅取决于 tON,max 与电感量（电感量越大，Pout 越大）：@高线、L=200 µH 下，TON,max=25 µs/3 为 A,B,C 组、12.5 µs/3 为 D,E,F 组、8.33 µs/3 为 G,H,I 组。

8.5 CrM−DCM 与 DCM−CrM 切换迟滞

系统在 CrM 与 DCM 两模式间来回犹豫，会影响电感电流波形并畸变市电电流，使工作点处于 CrM−DCM 边界时 PF 值变差。为避免该不良行为，在 Vctrl 阈值上加入 40 mV 迟滞 [译注：正文此处 40 mV 与特性表 Vctrl,th,hyst typ 100 mV 不一致，以特性表为准]：由 CrM 切至 DCM 模式的 Vctrl 阈值名为 Vctrl,th,（见表 6），由 DCM 切回 CrM 模式的阈值为 Vctrl,th, + 40 mV。

8.6 跳周期模式（NCP1622 Skip Mode，[B**] 与 [D**] 版本有效；[A**] 与 [C**] 版本禁用）

当 Vctrl 向 VSKIP−L 阈值下降时，电路也跳过周期。比较器监测 Vctrl 电压，当 Vctrl 低于跳周期模式阈值 VSKIP−L 时禁止驱动；当 Vctrl 超过 VSKIP−H 阈值时恢复开关。只要 PFC 级不在正常工作状态（由 PFCOK 信号决定——参见“PFCOK Operation”节 [译注：本规格书并未单独设该节，原文如此]），跳周期功能即被禁用。

8.7 导通时间调制与 VTON 处理电路（On-time Modulation and VTON Processing，式 2/式 3，图 10）

分析 PFC 升压级吸收的交流线电流：每个开关周期开始时的初始电感电流恒为零。MOSFET 导通时线圈电流以 (Vin/L) 的斜率上升（L 为线圈电感）。导通时间（t1）结束时电感开始退磁，电流下降直至为零，该阶段持续（t2）。某些情形下，系统随后进入死区时间（t3），直到下一个时钟产生。可以证明交流线电流为：

$$I_{in} = V_{in}\,\frac{t_1\,(t_1 + t_2)}{2\,T\,L} \qquad \text{（式 2）}$$

其中

$$T = t_1 + t_2 + t_3 \qquad \text{（式 3）}$$

为开关周期，Vin 为交流整流后电压。由该式立即可见：若 [t1·(t1+t2)/T] 恒定，则 Iin 与 Vin 成正比。

NCP1622 工作于电压模式。如图 10 与图 11 所示，MOSFET 导通时间 t1 由监测 Vctrl 的专用电路设定，死区时间 tDT 确保 [t1·(t1+t2)/T] 恒定，从而使 Iin 正比于 Vin（PF=1）。导通时间 t1 也称 ton，其最大值 ton,max 在 Vctrl 处于最大电平时取得。内部电路使高线（HLINE）条件下的 ton,max 为低线（LLINE）条件下 ton,max 的 3 倍（将内部低通滤波后的 CS 脚电压与 VHL、VLL 比较以判定处于 HLINE 还是 LLINE）。另有两个 ton,max 数值作为选项提供（见图 9）。此时输入电流正比于输入电压，交流线电流得到正确整形。可以指出，该分析在 CrM 情形同样成立——那只是本工作方式的一个特例：(t3=0)，从而 (t1+t2=T) 且 (Vton=Vregul)。这正是 NCP1622 能够自动适应条件、在 DCM 与 CrM 间双向过渡、而功率因数不退化、功率传输不中断的原因。

图 10：PFC 升压变换器与 DCM 下电感电流（Vin–L1–D1–Vout、Q1、Cbulk、Rsense、DRV；波形标注 Iind、Ipeak,max、t1、t2、t3、T）。图 11：PWM 电路与时序图（I_ch 对 C_ramp 充电——输出为低时闭合；PWM 比较器；Vton 斜坡电压；关断 MOSFET）。

8.8 调节模块与输出电压控制（Regulation Block and Output Voltage Control）

提供一只跨导误差放大器（OTA），反相输入与输出均可引出。其典型跨导增益 200 µS [译注：原文提取“200 mS”，系 µ→m 还原]、最大电流能力 ±20 µA [译注：原文提取“±20 mA”，系 µ→m 还原；与 DRE“200 µA 电流源等效 10 倍环路增益”互证]。PFC 级输出电压经电阻分压器缩小后由反相输入（FB 脚）监测。偏置电流被最小化（小于 500 nA）以允许使用高阻抗反馈网络，同时又不至于太小——保证 FB 脚悬空时该脚保持低电平。误差放大器输出引至 VCTRL 脚作外部环路补偿：典型做法是在 VCTRL 与地之间接 type-2 网络，把调节带宽设定在约 20 Hz 以下并提供足够的相位提升。

误差放大器输出的摆幅被限制在精确范围内：被若干电路强制高于一个压降（VF）；被钳位不超过 4.0 V + 同一 VF 压降。VF 典型值为 0.5 V。

鉴于调节环路带宽低，负载突变可能造成过冲或下冲过大。过冲由接于 FB 脚（反馈）的过压保护限制。NCP1622 还嵌入“动态响应增强器”（DRE）电路来抑制下冲：内部比较器监测 FB 脚电压（VFB），当 VFB 低于其标称值的 95.5% 时，接入一个 200 µA 电流源加速补偿网络的充电——实际效果相当于环路增益提高 10 倍 [译注：220 µA/20 µA ≈ 11，与“10x”表述相符，为 µ→m 还原提供旁证]。电路同时检测过冲，当输出电压超过期望电平的 105% 时立即减小功率传输。

误差放大器 OTA 与 OVP、UVP、DRE 比较器共享同一输入信息。基于其典型参数值，若 (Vout,nom) 为输出电压标称值（如 390 V），可推得：输出调节电平 Vout,nom；输出 DRE 电平 Vout,dre = 95.5% × Vout,nom；输出软 OVP 电平 Vout,sovp = 105% × Vout,nom；输出快速 OVP 电平 Vout,fovp = 107% × Vout,nom。

8.9 电流检测与零电流检测（Current Sense and Zero Current Detection，2012 年专利申请中，图 12/13，式 4）

NCP1622 设计为在导通期检测流过功率开关的电流（用于检测过流与过应力），并在退磁期与死区期监测功率 MOSFET 漏极电压以生成 ZCD 信号。电流检测、零电流检测与 Vin 检测都使用 CS/ZCD 脚电压（见图 12 电气原理：Rcs1 接漏极、Rcs2 接源极，Ccs 为 CS/ZCD 脚电容，内部 CSZCD 缓冲器输出 Vcsint，分别送 OVS 消隐 + 过应力定时器（VREF,OVS）与 OCP 消隐 + 比较器（VREF,OCP），并送 DEMAG & LINE SENSE 块输出 ZCD 与 VSNS）。

电流检测（Current Sense）：导通（TON）相内，功率 MOSFET 电流 I 由插在 MOSFET 源极与地之间的电阻 Rsense 检测（图 13）。TON 相内 Rcs1 与 Rcs2 几乎并联，信号 Rsense·I 等于 CS 脚上的电压。导通期内、经 200 ns 消隐时间之后 [译注：正文 200 ns 与特性表 tLEB,OCP typ 400 ns 不一致，以表为准]，OCP（过流保护）比较器将 (VCS = VCS2) 与 500 mV 内部基准比较，产生 OCP 信号。当 Rsense·Ids_max = VCS = VCS2 = 500 mV 时：

$$I_{ds\_max} = \frac{V_{ocp}}{R_{sense}} \qquad \text{（式 4）}$$

当 VCS 超过 500 mV 内部基准，OCP 信号变高以复位 PWM 锁存并强制驱动为低。200 ns 消隐时间防止 OCP 比较器因 MOSFET 开通瞬间的开关尖峰而误触发。

零电流检测（Zero Current Detection）：CS 脚还被设计为在 tDEMAG 与 tDT 期间接收按比例缩小（除以 138）的功率 MOSFET 漏极电压，用于零电流检测。可能出现 MOSFET 开通时电感中流过巨大电流的情形——例如启动时大浪涌电流把母线电容充到线电压峰值。传统做法是在输入与输出高压母线之间放一只旁路（bypass）二极管来分流该浪涌电流。若该二极管意外短路，退磁将无法进行，周期复一周期电感电流不断增大，MOSFET 开通时也将承受大电流。无论哪种情况，电流都可能大到触发过应力（OVS）比较器。此时“过应力”信号变高并使驱动禁用 800 µs [译注：原文提取“800 ms”，系 µ→m 还原，与 tWDG(OS) typ 800 µs 互证]。这一长延迟使“过应力”故障下的占空比极低，以限制过热风险。当没有触发 ZCD 比较器以指示电感退磁结束的信号到来时，内部 200 µs 看门狗定时器启动下一个驱动脉冲。该延迟结束时，电路检测 CS/ZCD 脚阻抗，检测该脚可能的对地短路并阻止工作。

8.10 Brown-Out 检测（[C**] 与 [D**] 版本）

对不使用 Vaux（用漏极检测）并采用 Brown-out 选项（[C**] 与 [D**]）的应用，Brown-out 功能使用高、低两个 Brown-out 电平。Brown-out 选项（[C**] 与 [D**]）不得用于使用 Vaux 的应用——这些选项不是为此情形设计的。

默认情况下 Brown-out 标志置高（BONOK=1）：经 CSZCD 脚检测的 Vin 与 Vsns（Vsns 为低通滤波、按比例缩小的 Vin 内部信号，见图 1）高于内部基准电压 VBOH 时，Brown-out 标志清零（BONOK=0）并允许控制器启动。BONOK 清零、开关活动开始后，Vin 仍经 CSZCD 脚检测；当 Vsns 跌破 Brown-out 内部基准电压 VBOL 达 50 ms 时，BONOK 标志置 1。BONOK 置 1 后驱动并不被禁用，而是向 VCTRL 脚施加一个 30 µA 电流源 [译注：原文提取“30 mA”，系 µ→m 还原] 使 Vctrl 逐渐降低。结果是：电路只在 STATICOVP 功能激活时（即 Vctrl 到达 SKIP 检测阈值时）才停止发脉冲——那一刻电路停止开关。该方法把误触发风险降到最低。

对使用 Vaux（不使用漏极）的应用，Brown-out 选项（[C**] 与 [D**]）不被允许，UVP 将扮演“brown-in”角色。原因在于：控制器开始开关之前，Vout 电压等于 Vmains,rms，由 FB 脚检测并与 UVP 高位内部基准电压 VUVPH 比较。PFC 级输入端存在一定阻抗，输入电流大时输入电压会出现跌落。若 PFC 级在大电流取用期间突然停止，电流的骤然衰减可能使输入电压回升、电路误判“线路电平正常”。而 Vcontrol 的逐渐降低避免了线电流的不连续，限制误触发风险。

8.11 线路检测与前馈（Input Line Sense，图 14）

Vsns 内部电压还用于线路前馈检测，方法类似：Vsns 内部节点电压与 1.801 V 基准比较；若 Vsns 超过 1.801 V，电路判定高线（high-line）状态，环路增益除以三（内部 PWM 斜坡斜率变为 3 倍陡）；此后一旦发生，若 Vsns 保持低于 1.392 V 达 25 ms，电路判定低线（low-line）状态（500 mV 迟滞）[译注：1.801−1.392=0.409 V，与括注“500 mV”不符；且与特性表 VHL/VLL（1.690/1.480 V，avg(VCS) 基准）亦为不同节点/数值——原文多处口径不一，阈值以特性表为准]。

启动时电路处于高线状态（“LLINE”信号为低），随后由 Vsns 判定高线或低线状态。线路范围检测电路使通用（宽输入市电）应用的环路增益控制更优。图 14：输入线路检测（内部块：VREF,LLINE——LLINE=1 时 1.801 V、否则 1.392 V，25 ms 定时器；VREF,BONOK——BONOK=1 时 0.819 V、否则 0.737 V，50 ms 定时器）[译注：按正文“启动处于高线态、LLINE 为低”可推知 LLINE=1 表示低线态，与图内阈值切换逻辑自洽]。

8.12 热关断（TSD）

内部热电路在结温超过 150 °C 时禁用栅驱动并保持功率开关关断；温度降到约 100 °C 以下（50 °C 迟滞）后输出级重新使能。只要电路未被复位——即只要 VCC 仍高于复位阈值——热关断就保持有效。

8.13 输出驱动级（Output Drive Section）

输出级包含为高频工作下最小化交叉导通电流而优化的图腾柱。其大电流能力（−500 mA / +800 mA）允许有效驱动高栅电荷功率 MOSFET。

8.14 第二过压保护（Second Over-Voltage Protection, OVP2）

在现有过压保护之上，又增加第二路冗余过压保护，名为 OVP2。该保护在 tDEMAG 期间经接于 CS 脚的 RCS1、RCS2 分压桥检测 Vout 值，与 OVP2 电压基准 VREF,OVP2 比较。由于无法把 VREF,OVP2 基准调整到与设定 Vout 值的 Rfb1、Rfb2 相匹配，故决定设置 VREF,OVP2 与 RCS1、RCS2，使 OVP2 的触发电压远高于 OVP 条件（例如 OVP2 在 Vout 高于 438 V 时变高）。

对 Vout = 438 V 的 OVP2，给定 KCS = 1/138（KCS = RCS2/(RCS1+RCS2)）[译注：特性表表头写作“KCS = 138”，实指 1/138 分压比，以正文定义为准]，得 VREF,OVP2 = 3.175 V，作为 toff 期间与 CS 电压比较的阈值电压。当 VCS 升到 OVP2 比较器的 VREF,OVP2 阈值之上（100 mV 迟滞），并经 1 µs 前沿消隐时间 [译注：原文提取“1 ms”，系 µ→m 还原，与 tLEB,OVP2 = 1000 ns 互证] 后，OVP2 标志被锁存，通过复位主 PWM 锁存停止开关。OVP2 锁存每 800 µs 复位一次 [译注：原文提取“800 ms”，系 µ→m 还原，与 tRST(OVP2) typ 800 µs 互证]。

8.15 OFF 模式（OFF Mode）

如前所述，检测到下列任一故障时电路关断：电路馈电不正常（VCC < VCC(off) 时“UVLO”为高，VCC(off) 典型 9 V）；热关断检测到芯片温度过高；欠压保护（UVP）；Brown-Out 故障与 STATICOVP（见图 2）。一般而言，当条件不适合期望的工作时电路即关断。此模式下控制器停止工作，电路大部分休眠，电流消耗最小化。

更具体地，电路处于 OFF 态时：驱动输出保持低电平；除以下各块外全部关断——持续监测 VCC 电压并相应控制启动电流源的 UVLO 电路、热关断（TSD）、欠压保护（UVP）、Brown-out 电路；Vctrl 被拉到地，因此故障移除后器件以软启动模式启动（version XB）[译注：原文如此，全篇并无“XB”版本代号，疑为笔误]；内部“PFCOK”信号被拉到地；“Vton 处理块”的输出被拉到地。

8.16 故障检测（Failure Detection）

电源制造过程中，元件可能被意外短路或焊接不良；这类失效也可能日后因元件疲劳、过应力、焊接缺陷或外部作用而发生。特别是控制器的相邻引脚可能被短路、某脚可能接地或接触不良。此类开/短路情形一般要求不引起着火、冒烟或巨响。NCP1622 集成了便于满足该要求的功能，包括：反馈脚悬空——专用内部电路检测反馈脚悬空并停止 IC 工作；GND 连接故障——若 GND 脚未连接，内部电路检测之，此类故障持续 200 ms 时电路停止工作；CS/ZCD 脚连接不良检测——CS/ZCD 脚悬空或对地短路时，内部电路检测到并停止工作；升压二极管或旁路二极管短路——控制器处理升压二极管与旁路二极管（旁路二极管一般置于输入与输出高压母线之间以分流浪涌电流）的短路情形，实际上过应力保护即用于检测此类状况并强制低占空比运行直至故障消失。更多细节参见应用笔记 ANDxxxx [译注：原文即为占位符，无具体编号]。

9. 插图清单（图 1~14，逐图标题翻译）

[译注：本规格书不含独立的“典型特性曲线（Typical Characteristics）”温漂曲线章节——全部 14 幅插图即上表所列；参数温漂信息请结合表 6 的 min/max 限值使用。]

10. 封装与机械信息（MECHANICAL CASE OUTLINE）

封装：TSOP−6，尺寸 3.00×1.50×0.90 mm，引脚间距 0.95 mm（CASE 318G，ISSUE W，日期 2024-02-26，尺寸文档编号 98ASB14888C，共 2 页）。通用标记图 XXXAYWG + G（XXX=具体器件代码，A=封装产地，Y=年份，W=周次，G=无铅封装）；标准标记 XXX MG + G 亦可用——该信息为通用格式，实际印字以器件规格书为准；无铅指示符“G”或微点“G”可能存在或不存在，部分产品可不完全遵循通用标记。封装样式（STYLE）1~17 为 TSOP−6 封装族的通用引脚样式表（漏极/发射极/集电极等其他器件的引脚定义），与本控制器引脚（§4）无关，NCP1622 采用其自身的 6 脚定义。文末含 onsemi 标准法律条款（商标与专利清单链接 www.onsemi.com/site/pdf/Patent-Marking.pdf、“按现状提供”免责声明、生命支持系统/FDA Class 3 医疗器械使用限制）与在线支持信息（www.onsemi.com/support）。

译者附注

1. 字形还原（µ→m、Ω→W、θ→q）：本提取版将 µ 统一提取为 m。已据官网原版 PDF、图内“us/WATCHDOG”标注及数值自洽（tON,max=25 µs ↔ 图 9 “25us/3”；DRE 200 µA ↔ IBOOST 220 µA ↔ 环路增益 10 倍；tWDG 200 µs ↔ 图 4 “200-us”；tLEB,OVP2 1 µs ↔ 表 1000 ns）逐一还原为 µA/µS/µs/Ω，还原处均随文标注；ROH/ROL 的“W”还原为 Ω。
2. 原文内部不一致清单（均以电气特性表为准）：最低折返频率首页 30 kHz vs 正文 33 kHz；CrM↔DCM 迟滞正文 40 mV vs 表 100 mV；OCP 前沿消隐正文 200 ns vs 表 tLEB,OCP 400 ns；FB 偏流引脚描述 250 nA vs 表 IB,FB typ 200 nA；VSKIP typ 差值 24 mV vs 表列迟滞 30 mV；L2 编码正文“A~I 9 种”vs 表 2 共 12 种；OVP2 表头“KCS=138”实为 1/138 分压比；OFF 模式“version XB”疑为笔误；“PFCOK Operation”节与“ANDxxxx”应用笔记为悬空引用/占位符。
3. 式 1 乱码：“=”与“≈”在提取中丢失/错位，重构式 F_SW,DCM,min = 1/(tDT,max+tON+tDEMAG) ≈ 1/tDT,max 依据紧随的原文文字叙述，物理上与最低 DCM 频率约 30~33 kHz 自洽。
4. 设计速查：OCP 阈值 500 mV（VCS(th)），OVS 阈值 750 mV（=150% 限流），ZCD 分压比 1/138（KCS=RCS2/(RCS1+RCS2)），OVP2 = 438 V × (1/138) ≈ 3.175 V；四个输出电平：调节 Vout,nom / DRE 95.5% / 软 OVP 105% / 快速 OVP 107%。

上一级：NCP1622