NCP1654 — 02 内部框图与工作原理

依据：NCP1654/D Rev.7 §7（框图）、§8（详细工作描述，式 1~23 全部出自此节，全译见 01_规格书全译 §8）。所有代入数值基于 DS 图 48 的 300 W/65 kHz 参考设计（η = 0.95 为本库工作假设，标注“本库复算”处为推导值）。

本篇总结

1. NCP1654 的控制核心要点：倍乘器+除法器是一台“模拟求解器”，每个开关周期解一次方程，强制变换器输入端呈现纯电阻（V_in ∝ I_L），PF→1；电压环只负责微调方程里的“功率指令”项。
2. 与经典 UC3854 式平均电流模式的最大区别：没有电流环误差放大器、不需要斜坡补偿——电流信息经乘法器前馈直接变成占空比，结构少一半、CCM 高占空比下的次谐波振荡问题从根上不存在（推断自架构，DS 未讨论此点）。
3. 峰值/平均电流模式的切换被降格为一颗电容：VM 脚接 C_M → 平均电流模式；不接 → 峰值电流模式（DS §8.2.2 原文口径）。
4. R_M 定最大输入功率（P ∝ 1/R_M，DS 式 15）、V_bo 定线电压前馈（V_bo ∝ V_ac,rms）——两个电阻网络把“功率多大、电从多高来”两个自由度完全交给设计者。
5. 输出电压上有一个四电平体系：95%·V_REF（DRE 加速）→ 100%（调节）→ 105%（OVP 关驱动，500 ns）→ 8%/12%（UVP 关断/恢复）——低带宽环路的三个天敌（跌落、过冲、开环）各有专人处理。
6. 保护分两类机理：限值型（OCP 逐周期 200 µA、OPL 200 µVA 恒 VA、Brown-out 1.3/0.7 V、TSD 150 °C）与状态型（UVP 开环判 8%、FB 接地待机）——OPL 与 OCP 的区别是“防过载失控”与“防短路”之别。
7. 跟随升压不是“卖点模式”而是 R_M 选型的自然结果：V_c 顶到 3.6 V 饱和后，V_out 只能随 V_ac/P_out 滑落（DS 式 18）；收益是低线时母线电压低、管子与磁件应力小。
8. CCM 的物理代价是升压二极管硬换流反向恢复：本库复算 90 VAC/300 W 峰值处 CCM 峰值电流 5.98 A，CrM 同点要 9.92 A——应力核算 CCM 大胜，但要付出 Qrr 损耗与快管钱。

1. Overview：一张图看懂信号流

按信号流走读图 1（右侧 DRV 为终点，从三个感知源出发）：

1. 电流源：R_SENSE 上的压降经 R_CS 变成电流 I_cs 进入 CS 脚（虚拟地），内部电流镜像复制三份 → 倍乘器、OPL 乘法器、OCP 比较器。
2. 电压源：FB 脚的 V_fb（= V_out 分压）→ OTA 与 2.5 V 基准比较 → 误差电流给 Vcontrol 脚的 type-2 补偿网络充电 → V_control 成为“功率指令”；V_fb 同时被 95%/105%/8%/12% 四只比较器旁听。
3. 线电压源：BO 脚的 V_bo（∝ V_ac 平均）→ Brown-out 比较器（守门）+ 倍乘器/OPL（前馈与计功率）。
4. 执行：倍乘器按 I_m = I_cs·V_bo/[4·(V_control−V_control(min))] 算出 I_m，在外部 R_M 上落成 V_m；PWM 调制器让斜坡（I_ch 给 C_ramp 恒流充电，I_ch = C_ramp·V_REF/T，DS 式 5）从 V_m 起步、到 V_REF 翻转——V_m 越低占空比越大；PWM 锁存输出经 Output Buffer 到 DRV。
5. 封波：OVP/OCP/OPL/BO/UVP/TSD/UVLO 任何一路触发，Fault 逻辑立即拉低驱动；软启动与 DRE 通过 Vcontrol 节点注入/抽出电流工作。

这个架构的妙处：三个感知量在“模拟域”完成乘除运算后才进入 PWM，调制器本身没有任何误差放大——它只是把计算结果“翻译”成占空比。理解了这一点，式 1~23 全部公式就都有了主线。

2. CCM PFC 升压与“电阻仿真”方法论（式 1~7）

2.1 升压级的两个时间（式 1~3）

CCM 下每个开关周期 T 分为导通相 t1 与续流相 t2，DS 式 1 给出电压转换比：

$$\frac{V_{out}}{V_{in}} = \frac{T}{T-t_1} \;\Rightarrow\; V_{in} = \frac{T-t_1}{T}\,V_{out} \qquad \text{（式 1）}$$

代入（本库复算）：90 VAC 低线峰值处 V_in = 127.3 V、V_out = 390 V → (T−t1)/T = 0.326，即占空比 D = t1/T = 67.4%。同一时刻 CrM 方案也工作在 67% 占空比，但电流峰峰值是平均值的 2 倍；CCM 用 650 µH 电感把纹波压到 ±20%（见 2.3）。

式 2 说明经 EMI 滤波与小容量 C_filter 吸收开关纹波后，输入电流 = 电感电流的 50 Hz 分量（记号 I_L−50 的“−50”是下标，指 50 Hz 带宽分量，非减法）；式 3 顺势定义输入阻抗：

$$Z_{in} = \frac{V_{in}}{I_{in}} = \frac{T-t_1}{T}\cdot\frac{V_{out}}{I_{L-50}} \qquad \text{（式 3）}$$

核心思想：PFC = 让 Z_in 在 50/60 Hz 带宽内是常数。Z_in 恒定 → I_in ∝ V_in → 输入端是一只纯电阻。

2.2 占空比怎么“现场计算”（式 4~7，图 33）

图 33 的调制方式：每个周期时钟置位锁存、DRV 拉高；I_ch 给 C_ramp 恒流充电，斜坡从 V_m 出发向上爬，碰到 V_REF 的瞬间复位锁存、DRV 拉低（式 4~6）：

$$V_{ramp} = V_m + \frac{I_{ch}\,t_1}{C_{ramp}} = V_{REF},\qquad I_{ch} = \frac{C_{ramp}V_{REF}}{T} \;\Rightarrow\; V_m = V_{REF}\,\frac{T-t_1}{T} \qquad \text{（式 4~6）}$$

把它代回式 3，奇迹发生：

$$Z_{in} = \frac{V_m}{V_{REF}}\cdot\frac{V_{out}}{I_{L-50}} \qquad \text{（式 7）}$$

V_REF 与 V_out 是常数 → 只要让 V_m ∝ I_L−50，Z_in 就自动恒定。于是问题收编为要点：造一个正比于电感电流的电压 V_m。倍乘器（§3）就是这台“造压机器”。

为什么这个架构没有次谐波振荡之忧（推断）：传统峰值电流模式在 CCM、D > 50% 时需要斜坡补偿；本架构中 V_m 是被滤波后的“平均包络”而非周期性电流阈值，斜坡本身就是同步锯齿，占空比由低频计算结果决定——不存在“电流阈值与扰动正反馈”的机制。DS 未讨论此点，属架构层面推断。

2.3 CCM 的应力核算（本库复算）

90 VAC 满载（P_out = 300 W，η = 0.95）：I_ac,rms = 316/90 = 3.51 A，包络峰值 I_p = 4.96 A。65 kHz、650 µH（图 48）下 crest 处纹波 ΔI = V_in·D/(L·f_sw) = 127.3×0.674/42.25 = 2.03 A（峰峰值 41%），电流峰值 I_pk = 5.98 A。

• vs CrM：同点 CrM 峰值电流 = 2×I_p = 9.92 A——CCM 削掉 40%。导通损耗 ∝ I_rms²、磁通摆幅 ∝ ΔI，中大功率下这一核算结果决定电感体积与 MOSFET 选型。
• 代价：CCM 中关断瞬间二极管电流不为零，Q1 下一次开通时 D1 的 Qrr 被“硬泄”，产生电流尖峰 + EMI + 开通损耗。这就是 DS 图 48 选超快恢复管 MSR860G（600 V/8 A，参数以器件手册为准）的原因，也是 CCM 方案功率上限的物理根源（更大功率 → 建议看图腾柱+宽禁带，NCP1681 路线）。 | 指标（90 VAC 满载 crest，本库复算） | CCM（图 48 参数） | CrM 同点 | 胜者 | |---|---|---|---| | 电流峰值 I_pk | 5.98 A | 9.92 A（= 2×I_p） | CCM（−40%） | | 电流 RMS（含纹波） | ≈5.0 A | ≈5.7 A（三角波 2I_p/√3） | CCM（−12%） | | 磁芯ΔB 摆幅 | ∝ΔI = 2.03 A | ∝2I_p = 9.92 A | CCM（磁件显著小） | | 二极管换流 | 硬换流，Qrr 全额泄放 | 零电流自然关断，无 Qrr | CrM | | 开关频率 | 恒 65 kHz | 随线/负载漂（约 65→150 kHz+） | CCM（EMI 固定谱） | | 轻载表现 | 过零畸变、固定损耗占比大 | 谷底开通效率高、可频率折返（NCP1622） | CrM |

结论的物理表述：CCM 用“二极管反向恢复”这一项固定代价，换来了峰值/磁通/RMS 三项应力的下降——功率越大收益越大，这就是 CCM 适合中大功率、CrM 适合中小功率的完整核算逻辑（对应 04 篇陷阱 2 与横评）。

• 轻载滑出 CCM：90 VAC 时 crest 处 CCM 边界约在 61 W（≈20% 负载，本库复算）以下；264 VAC 满载时仅 crest 附近 V_in > 241 V 才 CCM，大半周期自然进入 DCM——平均电流调制对此无缝兼容，属正常工作（高线 DCM 化还略微改善轻载效率，业界经验）。

3. 倍乘器+除法器：把“PFC 方程”做成模拟电路（式 8）

DS 式 8 是全片的核心公式：

$$V_m = \frac{R_M\,I_{cs}\,V_{bo}}{4\,(V_{control}-V_{CONTROL(min)})} \qquad \text{（式 8）}$$

逐项物理含义（动机→机理→权衡→设计含义）：

• I_cs ∝ I_L（瞬时）：电流信息。乘在分子上 → V_m 跟着电流包络走 → 结合式 7，Z_in 恒定的原料。
• V_bo ∝ V_ac,rms（平均）：线电压前馈。低线时 V_bo 小 → 同样电流下 V_m 更小 → 占空比更大——这自动补偿了低线时“每伏特需要更多安培”的事实，且让 Z_in ∝ V_ac（式 14），功率自然 ∝ (V_c−V_c(min))·V_ac/V_out（式 15）。
• (V_control−0.6 V) 在分母：电压环的功率指令。“除法”是其中的关键设计——它把环路方程线性化：P_out ∝ (V_c−0.6 V)（见式 15/16），电压环面对的增益不随工作点漂移，一个 20 Hz 的 type-2 就能稳定收敛。没有除法器的老式乘法器方案（如 UC3854 系）只能依靠前馈稳压项近似补偿。
• 常数 4：内部电流镜/分压网络的定标增益。用 DS 特性表 §6.8 的四个工作点可直接验证：I_M4 = 75 µA×0.9 V/(4×0.2 V) = 84.4 µA ✔；I_M1 = 25 µA×0.9/(4×3.0) = 1.9 µA ✔（V_c(max) − V_c(min) = 3.0 V）。表值即公式，公式即表值。

数字走一遍（本库复算，图 48 取值）：90 VAC 满载 crest 处 I_cs = 4.96 A×27.8 µA/A = 138 µA，V_bo = 1.00 V。需要占空比 67.4% → V_m = 2.5×(1−0.674) = 0.815 V → I_M = V_m/R_M = 17.3 µA → 反推 V_c−0.6 = 138 µ×1.0/(4×17.3 µ) = 1.99 V → V_c = 2.59 V。264 VAC 满载同法：V_c = 1.28 V——线电压翻 2.9 倍，功率指令自动缩 2.9 倍，这就是前馈的含义：电压环几乎不用动。

峰值 vs 平均电流模式的一颗电容（DS §8.2.2 原文口径）：V_m 本身携带 I_cs 的开关纹波（图 33 中“V_M without Filtering”虚线），直接用 = 峰值电流模式（占空比逐周期受纹波干扰）；VM 脚接 C_M 滤掉高频分量（图 48：1 nF，f = 3.4 kHz，对 65 kHz 衰减 ≈19 倍）= 平均电流模式（实线），PFC 精度更佳。

3.1 对照经典架构：UC3854 式 vs NCP1654 式（本库按公开架构整理，供建立坐标系）

这张表解释了 DS“外部元件最少”的依据：把电流环“算”进了乘法器。代价是电流整形精度不再有误差放大器作为后备——C_M、C_filter、V_bo 标定三个环节任何一个失准都直接进 THD（对应 04 篇陷阱 1/4/10）。

4. 三个感知信号的设计学

4.1 BO 脚：平均值检测（式 9/10，21/22）

$$V_{bo} = K_{BO}\,\langle V_{in}\rangle = K_{BO}\,\frac{2\sqrt{2}}{\pi}V_{ac} = K_{BO}\times 0.9003\times V_{ac} \qquad \text{（式 9/22）},\quad K_{BO} = \frac{R_{boL}}{R_{boU}+R_{boL}} \qquad \text{（式 10）}$$

微妙之处：器件工作前后 V_bo 的“标尺”不一样。未启动时 C_BO 经分压充到整流电压的峰值（式 21：V_bo = K_BO·√2·V_ac）；运行中 C_BO 把 100 Hz 纹波滤平，V_bo 只等于平均值（式 22：×0.9003）。两个标尺之比 √2/0.9003 = π/2 ≈ 1.57——同一段分压电阻，“够不够启动”按 1.57 倍电压判，“要不要掉电”按 1 倍判，等效于把迟滞放大了 57%（本库复算，图 48 取值：起动 ≈74 VAC、掉电 ≈63 VAC）。DS 据此提醒“需要较大迟滞”，特性表给 V_BOH 1.30/V_BOL 0.70 V。

4.2 电流检测：虚拟地方案（式 11）

$$I_{cs} = \frac{R_{SENSE}}{R_{CS}}\,I_L \qquad \text{（式 11）}$$

IC 把 CS 脚钳在 0 V，R_SENSE 电压除以 R_CS 得到检测电流。与“电压采样+滤波”的老方案相比：少一颗滤波电容、无滤波延迟（OCP 即时性）、R_SENSE 取值自由（式 11 是比值，功率定标不动）。注意 R_SENSE 同时检测浪涌电流（DS §8.2.14），启动时它直接作用于 OCP 判据。

4.3 V_control 滤波：带宽分离（式 12~14）

$$\frac{V_{control}}{V_{out}} = \frac{R_{fbL}\,G_{EA}\,R_Z}{R_{fbL}+R_{fbU}}\cdot\frac{1+sR_ZC_Z}{sR_ZC_Z\,(1+sR_ZC_P)} \qquad \text{（式 12）}$$

带宽分离是 PFC 控制的第一设计律：电流整形在每个开关周期内完成（乘法器前馈，无环路），电压环只管“指令”且必须慢于 20 Hz（DS 建议），否则 100 Hz 输出纹波混入功率指令 → 电流包络被二次调制 → THD 恶化。式 12 是教科书 type-2：图 48 取值下零点 6.0 Hz、极点 60.3 Hz（本库复算），6~60 Hz 区间呈 −20 dB/dec 积分特性，穿越频率落在 20 Hz 档。权衡：环路越慢 PF 越好、但负载突变动越慢——于是 DRE（§7）作为“故障发生时的快速响应通道”属标配而非补救措施。

式 13/14 把式 7~11 串成完整输入阻抗（V_ac 项约掉后）：

$$Z_{in} = \frac{\sqrt{2}\,R_M R_{SENSE} V_{out} K_{BO}}{2\pi\,R_{CS}\,(V_{control}-V_{CONTROL(min)})\,V_{REF}}\cdot V_{ac} \qquad \text{（式 14，本库重排）}$$

式 13 是含瞬时 I_L 的中间形态、式 14 是令 I_L = I_L−50 后的工程形式——两式的差别本身就是一条设计纪律：C_M 与 C_filter 必须“能力匹配”（DS §8.2.6 原话），滤波不匹配时 I_cs ≠ I_L−50，式 14 的“恒阻抗”结论失真，PF 劣化。

读法：Z_in ∝ V_ac·(1/R_M)·1/(V_c−0.6)——三个设计量各司其职：R_M 定阻抗基准，V_c 由环路微调，V_ac 是前馈。

4.4 定频三档的选择学（65/133/200 kHz）

同一架构三个频率版本（DS §6.6：58~72 / 120~146 / 180~220 kHz），这是 onsemi 把“EMI vs 体积”的决策做成订购选项：65 kHz 落在 CISPR 150 kHz 下限之下、基波与谐波谱位固定、超结 MOSFET 开关损耗可忽略——中大功率与 EMI 认证友好（DS §8.1“定频使 EMI 合规变得容易”原话）；133/200 kHz 电感体积按 L×f 近似反比缩小（650 µH→约 318/212 µH 同纹波），代价是 Qrr 损耗与磁芯损耗随 f 线性涨、EMI 滤波器要按更高基频设计。频率批差 ±11%（58~72 kHz）要求 EMI 滤波器与磁损核算按 58 kHz 最坏点进行（本库按特性表推的设计口径）。

5. 功率方程与跟随升压（式 15~18）

由 Z_in 直接得到功率方程（式 15/16）：

$$P_{in} = \frac{V_{ac}^2}{Z_{in}} \propto \frac{(V_{control}-V_{CONTROL(min)})\,V_{ac}}{V_{out}},\qquad P_{out} = \eta\,P_{in} \qquad \text{（式 15/16）}$$

代入（本库复算，图 48 取值，V_c 达到最大 3.6 V 时）：P_in,max = 2π·R_CS·ΔV_c·V_REF·V_ac/(√2·R_M·R_SENSE·V_out·K_BO) = 5.30×V_ac。即 90 VAC 时输入功率上限 477 W（≈453 W 输出 @η0.95），230 VAC 时 1219 W——这就是“R_M 直接限定最大输入功率能力”的定量版本（DS §8.2.3 原话）。低线段功率上限由 V_c 饱和决定；高线段则先触及 OPL 的恒 VA 上限（§12，≈648 VA），交叉点约 122 VAC（本库复算）。

跟随升压（式 17/18）

当负载重到 V_c 被钳死在 3.6 V，式 16 无解，V_out 只能降低：

$$V_{out} = \eta\,\frac{2\pi R_{CS}\,\Delta V_{CONTROL}\,V_{REF}}{\sqrt{2}\,R_M R_{SENSE}\,K_{BO}}\cdot\frac{V_{ac}}{P_{out}} \approx \frac{1964\times V_{ac}}{P_{out}}\ (\text{V，图 48 取值，本库复算})$$

例：90 VAC 下若强行输出 600 W，V_out 滑落到 ≈295 V——输出电压跟随输入幅度与功率滑落，即“跟随升压”。收益（DS §8.2.8）：V_out 降 → 占空比低 → 导通时间短 → 电感与 MOSFET 损耗小 → 可选更便宜的管子和磁芯。代价：后级（DC-DC）输入范围变宽；且 DS §8.2.19 明文：此模式禁止从 PFC 电感辅助绕组取 VCC（绕组电压不再恒定）。不想要跟随升压？把 R_M 取小（功率上限抬高到永远够不着）即可——同一颗芯片，两种模式，只由 R_M 决定（DS §8.2.3）。

6. 基准与输出反馈：四电平体系（式 19）

$$V_{out} = V_{REF}\,\frac{R_{fbU}+R_{fbL}}{R_{fbL}} = 2.5\times\frac{3.6M+23.2k}{23.2k} = 390.3\ \text{V} \qquad \text{（式 19，图 48 取值）}$$

V_fb 这一个信号上叠着四道阈值（全部按 V_REF 百分比标定，390 V 系统的绝对值为本库换算）：

设计含义：OVP 顶 = 417.3 V（max 阈值）决定母线电容/后级最低耐压（图 48 用 450 V 电容，余量 ≈8%）；UVP 底 = 46.8 V（max 恢复值）决定“反馈断裂时母线电压的下限”——两端的最坏值都要记入选型表。DS 强调：因调节带宽低，OVP + DRE 并非可选的附加功能，而是“让 390 V 标称、450 V 耐压”这种经济选型成立的前提（DS §8.2.11：可选更低耐压母线电容）。

7. OVP + DRE：过冲与跌落的成对对策

• OVP（过冲侧）：V_fb > 105%·V_REF → 驱动 500 ns 内拉低（T_OVP），开关停、能量停止泵入；V_fb 回落后自动恢复。触发期间占空比被整体禁止，属“即触即停即回”型。
• DRE（跌落侧）：V_fb < 95%·V_REF → 内部 200 µA 增强电流源（特性表 I_BOOST = 228 µA typ，190~260 µA）向 Vcontrol 补偿网络快速注入，V_c 以约 8 倍于 OTA 本体（±28 µA）的速度抬升，占空比立即开大。负载突增时它把“电压环 20 Hz 的反应速度”提升到毫秒级。DS 图 41 给出 Vcontrol 脚电流对 V_fb 的完整特性：V_fb 高于 105%·V_REF 时驱动被禁止（OVP 区），95%~105% 区间只有 OTA 的 ±28 µA 常规工作电流，跌破 95% 瞬间电流阶跃到 228 µA——一条曲线画全了“调节/DRE/OVP”三区，是理解该脚功能的完整资料。
• 为什么 DRE 作用于 V_c 而不是直接加占空比（机理推断）：注入补偿网络 = 给积分器加速度，占空比沿既定控制律增大，电流整形律不被破坏——如果直接抬占空比，电流包络瞬间脱离正弦轨迹，PF 会瞬时恶化。
• 对比库内 NCP1622 的 DRE（00_总览）：1622 触发点 95.5%、注入 220 µA typ、宣称等效环路增益 ×10——同族同思路，触发点与标定口径略有差异；NCP1654 的 95%/228 µA 与 500 ns OVP 一快一慢互补。
• 机理提醒（推断）：DRE 只在输出深度跌落时介入，若负载持续超载，V_c 会升至 3.6 V 饱和 → 进入跟随升压或触及 OPL——DRE 不改变功率上限。

8. 软启动：借 OTA 的 28 µA 慢慢充（DS §8.2.12）

V_c < V_control(min)（0.6 V typ）时占空比为零——这个特性被直接用作软启动执行器。从 UVLO/Brown-out/UVP 恢复时：DRE 的 200 µA 源保持关断，只剩 OTA 的 28 µA（typ）给补偿电容缓慢充电 → V_c 缓慢升过 0.6 V → 占空比从 0 缓升 → 电感电流与母线电压逐渐建立，MOSFET 电压/电流应力受控。权衡（本库按机理分析）：软启动时长由 C_Z/C_P 与 28 µA 决定（图 48：C_Z+C_P ≈ 2.42 µF → dV/dt ≈ 28 µA/2.42 µF ≈ 11.6 mV/ms，从 0 到 3 V 约 0.26 s 量级——推断，未含放电与初始条件）；软启动期间若发生 Brown-out/UVP，V_c 被重新拉低，恢复即重来。

9. UVP：开环保护 + 待机开关（DS §8.2.13）

V_fb < 8%·V_REF 判定“输出没建立/反馈断了”→ 关断，功耗 <400 µA；V_fb > 12% 自动恢复。正常升压拓扑中 V_out ≫ V_in，V_fb 不可能低到 8%——触发即意味着异常：R_fbU 开路、FB 对地短路、接触不良。第二个用途是官方待机手段：把 FB 接地，PFC 整级静默，IC 只剩 400 µA 维持电流，后级待机损耗主导。权衡：UVP 是自动恢复型（非锁存），若故障是间歇接触不良，系统会“停机-恢复-再停机”循环——排障时注意这是特性不是故障（04 篇陷阱 9）。

10. OCP：逐周期限流 + 开通互锁（式 20，DS §8.2.15）

$$I_{L(OCP)} = \frac{R_{CS}}{R_{SENSE}}\times 200\ \mu A = \frac{3.6k}{0.1}\times 200\ \mu A = 7.2\ \text{A} \qquad \text{（式 20，图 48 取值）}$$

两级动作：①达到阈值→当拍关断驱动；②电流未回落到阈值以下之前，禁止任何一次重新开通（DS §8.1“最大电流限制”原话）。第二级常被忽略却最关键：启动浪涌给 C_bulk 充电、或电感饱和时，电流若只“关一拍再开一拍”会逐周期攀升；开通互锁使 overload 时开关频率自然折返，电流被真正钳住。恢复是自动的（电流低于阈值即恢复），因此 OCP 属“逐周期”而非锁存型。判据离散 ±7.5%（185~215 µA）→ 7.2 A 的实际窗口 6.66~7.74 A，选管/选磁芯按 7.74 A 核（本库复算）。

11. Brown-out：低线的禁用条件（式 21/22）

V_bo < V_BOL（0.7 V typ）→ 驱动封低，直到 V_bo > V_BOH（1.3 V typ）才允许开通；从关断态唤醒后默认阈值是 V_BOH（DS §8.2.17）。物理机理：低输入电压下维持同功率需要成比例更大的电流——90 VAC 尚可（设计点），60 VAC 时 I_p 已超 OCP、磁芯饱和、MOSFET 过热，禁止工作是唯一合理选择。为什么迟滞要大：启动判定按峰值标尺（式 21）而运行判定按平均值标尺（式 22），1.57 倍的标尺差天然拉宽了等效迟滞（§4.1）；DS 表给 0.6 V 比较器迟滞（1.30−0.70），正文“0.7 V 迟滞”的表述与表不一致——以表为准（全译译注已标记）。注意 BO 与 UVLO 的唤醒优先级：任一条件不满足都保持封波。

12. OPL：恒定 VA 上限（式 23，DS §8.2.18）

$$I_{cs}V_{bo} > 200\ \mu VA \Rightarrow \text{关驱动};\qquad I_L\cdot V_{ac} < \frac{R_{CS}\,\pi}{R_{SENSE}\,K_{BO}}\times 50\sqrt{2}\ \mu VA \qquad \text{（式 23）}$$

它防的不是短路，是过载与失控。I_cs 代表电流、V_bo 代表线电压有效值，两者乘积就是一张“模拟功率表”：乘积超 200 µVA（typ）即封波，低于即自动解除。因为 V_bo ∝ V_ac，阈值在电流轴上随线滑动（高线时更小的电流即触发），但在功率轴上是常数——这正是“第二重 OCP”（DS 原话）的物理内容。

代入（本库复算，图 48 取值）：I_L·V_ac < (3600×π/(0.1×0.01235))×70.7 µVA ≈ 648 VA——约 2 倍额定输入的恒 VA 上限。特性表的两个“过功率电流阈值”其实就是这条判据在两个 V_bo 点的读数：I_CS(OPL1) = 200/0.9 = 222 µA（表值 222 typ ✔）、I_CS(OPL2) = 200/2.67 = 74.9 µA（表值 75 typ ✔）——两张表互相印证，判据唯一。

余量核算要点（推断，04 篇展开）：OPL/OCP 看的是未滤波瞬时 I_cs——90 VAC 满载 crest 处 I_pk = 5.98 A → I_cs 峰值 = 166 µA，乘 V_bo = 1.00 V 得 166 µVA，对 200 µVA 只剩 17% 余量；只按平均值 138 µVA 核余量会得出虚高的 45%。纹波比加大或效率劣化都会消耗这块余量。

13. 偏置、UVLO、热关断与驱动级

• UVLO（§8.2.20）：V_CC > 10.5 V（typ，9.6~11.4）解除封锁、< 9.0 V（8.25~9.75）关断，迟滞 1.5 V typ。启动前 I_STUP ≤75 µA（max）——启动电阻方案的设计预算；工作态 I_CC1/I_CC2 = 3.7/4.7 mA（typ）。启动后 V_CC 工作窗 9~20 V，瞬态耐 25 V（<10 ms）。
• 热关断（§8.2.21）：T_J > 150 °C（min 值）封驱动，降至约 120 °C（30 °C typ 迟滞）恢复。RθJA = 178 °C/W（SO-8）意味着芯片每耗 1 W 结温升 178 °C——驱动大栅荷管时 I_CC 与驱动损耗都要计入热预算。
• 驱动级（§8.1 输出级）：±1.5 A 图腾柱，9 Ω/6.6 Ω 内阻，60/40 ns 边沿（@2.2 nF）。对超结 MOSFET（图 48：SPP20N60S5，参数以器件手册为准），开通边沿质量直接影响与 D1 反向恢复叠加的 EMI 尖峰（04 篇陷阱 2）；关断灌位内阻 6.6 Ω 偏强，配合米勒效应要留意栅极振铃（04 篇陷阱 11）。
• 关断偏置块（图 1 Off Bias Block）：UVLO/待机态下为基准与比较器维持供电——这是 ≤75 µA 启动、≤400 µA 关断指标能成立的电路基础（DS 框图口径）。
• 供电去耦（§8.2.19）：VCC 脚旁 1~100 nF 陶瓷电容为 DS 建议值；图 48 的 0.1 µF（C9）+ 22 µF（C8）组合即按此搭配。

14. Device Functional Modes（工作模式速查）

精炼要点

上一级：NCP1654