XDPS2201 — 02 内部框图与工作原理

依据 XDPS2201 DS §3（功能描述，式 1~50）、§4 框图（图 3）、§5.5（表 26~35）。对标 TI 数据表“Detailed Description”写法：Overview → 框图走读 → 每个功能一小节 → 工作模式总表。所有公式代入 65 W 例（20 V/3.25 A，N=2.83、RShunt≈95 mΩ、Lm≈69 µH、VCr_avg≈56.6 V，推导见 03）。

本篇总结

1. 混合反激的“混合”指能量双仓：每周期从母线抽的能量一部分当场进变压器、一部分先存进串联电容 Cr 再于退磁期转出——DS 图 5 给出比例：变压器 ≈(Vin−VCr)/Vin、电容 ≈VCr/Vin，低母线时 Cr 承担约六成周转。
2. 控制的核心是两个磁化电平：IMAGpos（充电段峰值，CS 脚峰值电流控制）与 IMAGneg（退磁段负预磁化，LS 导通时间时序控制）。Iout = ½·N·(IMAGpos+IMAGneg)（式 5，65 W 例 1.415×(2.70−0.40)=3.25 A）——管住两个电平就管住了输出电流，与 Vin/Vout 无关，这是与“峰值电流控制的是功率”的标准反激的本质区别。
3. IMAGneg 不是可调可选的“优化项”，而是 HS 管 ZVS 的门票：负磁化能量 ½·Lm·IMAGneg² 必须在死区内把中点从 0 V 摆回母线（65 W 例高母线 0.91 A → 28.5 µJ，够摆 373 V 于 ~0.4 nF 节点电容）。IC 用 ZCD 测 tLS2ZCD 逐周期闭环、并按 Vin 前馈（式 33），按 Vout 修正 tTRANS（式 11）。
4. 轻载的答案不是降频而是跳谷：ZV-RVS 把峰值电流钉在近满载值，靠插入等待间隙 twaitgap（跳 1~10 个谷）拉长周期——由式 8，Iout 与 tHB/tHBex 成正比；谷数用尽进 DCM（20 kHz 频率下限），再往下进突发。
5. 突发模式分四段状态机（进入/运行/自举预充电/退出），进出基于输出电流估算（帧占空比，式 41）而非仅 FB 电压；退出时给 VFB 叠加一个逐周期递减的偏置（式 43），解决“突发控制律与线性控制律坐标系不同”的切换振荡。
6. 保护是三级渐近式：OCP1 lev1 125%/12 s → lev2 140%/1 s → max 160%/6 ms（自动重启），外加量程外 OCP2 600 mV 不消隐（锁存）抓饱和/短路；每级阈值随 Vin/模式实时重算（式 15/16），所以“同一个百分比的过流”在不同工况下 CS 阈值电压不同——这是数字保护与固定阈值模拟保护的根本差异。
7. 供电管理自成体系：600 V HV 启动单元在启动、吸合、保护、突发睡眠四种场景以 bang-bang 方式为 VCC 后备供电，使 IC 在没有辅助绕组供电时也不会失效——保护态自供电不依赖被保护的功率级。
8. 模式阶梯总表（第 11 节）：CRM ↔ ZV-RVS ↔ DCM ↔ Burst ↔ Bang-bang ↔ UVOFF，六个状态的进出条件全部可从 FB/ZCD/VS/VCC 四个量推导，排障时对照即可定位停滞在哪一态。

功能模块索引

1. Overview：这是什么控制方案

对比：标准反激每周期将变压器励磁能量全部存储再全部释放，能量全部经变压器传递；混合反激每周期仅一部分能量存入变压器励磁，另一部分先存入谐振电容 Cr，放电时变压器与 Cr 共同向副边传能。好处：变压器可以更小（同频下），电流纹波更平缓；代价：需要管理 Cr 电压水平与谐振换向时序。

功率级（DS 图 4，本库翻拍）：

从母线到输出：Vin → HS/LS 半桥（芯片内置驱动）→ 中点 VHB → Lr（漏感±外置电感）→ 变压器初级（Lm）→ Cr 串回 LS 源极。RShunt 采半桥电流，LAUX 经分压进 ZCD。Lr 与 Cr 构成谐振腔，由类似 LLC 的半桥驱动；但与 LLC 不同，这里磁化电感是储能主角、存在明确的“充电段”（磁化）与“传能段”（退磁）。

三个测量脚与控制律的关系（这就是“数字”的含义——一切阈值都是算出来的）：

2. 框图走读（DS 图 3，按信号流）

从左到右五条流：

1. 能源流：HV 脚 → HV 启动单元（闭合/断开）→ VCC；供电管理模块决定它何时开（UVOFF 后、吸合 bang-bang、保护 bang-bang、突发 VCC 唤醒阈值 VVCCslpHVon=10.5 V）。数字核由内部 VDDP=3.3 V 供电——3.3 V 域与 20 V 级 VCC 域隔离，抗 VCC 大幅波动（突发/保护时 VCC 在 8.4~20.5 V 间巡游）。
2. 测量流：VS（4 阈值+抖频使能）、CS（OCP1 逐周期可变阈值+OCP2 固定阈值）、ZCD（过零+谷计数+反射电压）三路 ADC/比较器数据进“混合反激模式控制”与“输出电流控制律”两个引擎。
3. 控制流：FB → 突发唤醒/睡眠控制（VFBBMctrl）→ 输出电流控制律（式 12/13 映射 ISET）→ 传播延迟补偿（式 28~31）→ PWM 逻辑。模式控制器直接掌管死区 tdeadLS/tdeadHS 与 tLSon。
4. 驱动流：隔离电平移位器（无芯脉冲变压器）→ HS 栅驱动（HSVCC/HSGND 悬浮域）；LS 栅驱动直接由 VCC/GND 供电。两路各有 UVLO（VVCCon/off 与 VHSVCCon/VHSVCCoff）。
5. 保护流：所有保护汇总为“保护模式”模块，出口两种：自动重启（tARMslp=3.0 s，式 49）或锁存（拔交流复位）；另一路是 UVOFF 硬件复位（VCC<8.4 V）。看门狗覆盖一切软件死锁。

3. 混合反激为什么“储能双仓”：与标准反激/ACF 的应力对比

DS 图 5 给出储能分配与频率依赖：Energy@TR ≈ (Vin−VCr)/Vin、Energy@Cr ≈ VCr/Vin。代入 65 W 例（VCr_avg=N·Vout=56.6 V，式 4）：

变压器为什么能小：每周期存入变压器的能量 = ½·Lm·IMAGpp² 对应的份额只有 (Vin−VCr)/Vin——低母线时不到四成，同频率下 Lm 可以比标准反激小一截（65 W 例 Lm≈69 µH，同功率 QR 反激典型 150~300 µH，本库对照估算）。 电流应力对比（本库核算，η=0.9、Pin≈72 W）：

注意：DS 并未声称输入母线电容更小——母线电容由保持时间与工频纹波决定，拓扑无关；混合反激的实测红利在变压器体积、漏感回收与开关损耗（DS §3.1 原文口径）。

4. CRM 六相位逐段走读（DS 图 6/图 7）

以低母线 90 V、满载为例（IMAGpp=2.30 A，Lm=69 µH）：

• 相位 1（t1~t2，充电/磁化，HS 导通）：IHB 从 −IMAGneg(−0.40 A) 线性上升，斜率 = (Vin−VCr_avg)/Lm = (90−56.6)/69 µ ≈ 0.48 A/µs，升至设定点（CS 阈值 0.257 V→2.7 A）用时 tmag = Lm·IMAGpp/(Vin−VCr) ≈ 4.74 µs（式 6）。此段 Dout 反偏、无副边传能——纯粹储能段。
• 相位 2（t2~t3，HS 关断死区）：充电路径断开，磁化电流维持流动给节点电容放电，VHB 从 90 V 摆向 0；tdeadLS=150 ns 固定，正磁化能量足、摆得完 → LS 体二极管先导通（t3），此时初级电压被钳到 −VCr 侧，为 LS 零电压开通铺路。
• 相位 3（t3~t4，LS 零电压开通，传能开始）：LS 在 ZVS 下开通。副边绕组电压 = Cr 电压/匝比折算，Dout 正偏，ISEC 按谐振正弦流动（周期由 LrCr 决定）。初级 IHB = 磁化 + 反射副边电流，谐振腔仍给 Cr 继续充电。
• 相位 4（t4~t5，电流反向，继续传能）：谐振腔驱动 IHB 反向，能量继续输出；LS 保持导通把磁化电流拉到 IMAGneg=−0.40 A（由 tLSon=tdemag≈2.8 µs 定，式 7）——负磁化是“为下一拍 HS 的 ZVS 预充电”。
• 相位 5（t5~t6，LS 关断死区）：负电流迫使 VHB 上升，直到 HS 体二极管钳位（VHB→Vin）；所需时间即 tdeadHS = tLS2ZCD + tZCDfefilCRM，低线目标 650+172=822 ns（式 32）。
• 相位 6（t6~t7，HS 零电压开通）：HS 开通时 VHB 已被体二极管钳在 Vin、压降为零 → ZVS；负磁化能量回送输入（腔内多余能量回送输入，DS 原文），一周期闭合。

周期合计 ≈ 4.74+0.15+2.8+0.82 ≈ 8.5 µs → fHB ≈ 118 kHz（低线）。高母线 373 V：tmag=0.50 µs，D≈0.15，fHB≈290 kHz——频率随母线升高，与 DS 图 5 的 CRM 式频率依赖一致。

六相位一览表（低母线 90 V、满载，本库核算）：

与标准反激时序的本质差别：反激的“关断”是纯放能；混合反激相位 3~4 期间谐振腔仍在从 Cr 取能传到副边，初级电流过零点不等于传能结束——次级电流是谐振正弦（ZCS 过零关断），这就是次级无振铃的原因。

5. ZVS 的边界条件：负磁化是“门票”

DS §3.1.2 讲了两条边界：

1. 极性正确：HS→LS 换向靠正磁化（相位 1 结束时 IHB 为正）；LS→HS 换向靠负磁化 IMAGneg。
2. 能量足够：½·Lm·IMAGneg² ≥ ½·Cnode·Vin²（本库表达）。代入：0.5×69 µ×0.91² = 28.5 µJ，可摆的节点电容上限 = 2×28.5 µ/373² ≈ 0.41 nF；实际 Cnode（两管 Coss+变压器杂散，典型 0.1~0.3 nF，本库估算待核实）→ 裕量约 1.4~4 倍。这就是为什么 IMAGnegmaxRVS(39.5%) 比 IMAGnegnom(17.4%) 大一倍还多：高母线 ZVS 需要的负磁化能量按 Vin² 增长。
3. 违反边界的下场（DS 图 8）：Vout 降低而 tLSon 固定时，退磁变慢（式 7 分母 N·Vout 变小 → tdemag 变长），固定时序在 t5 开 HS 时 IMAG 仍为正、VHB 未换向 → LS 体二极管交叉导通（直通性大电流）。IC 的对策是双前馈+逐周期闭环：tTRANS 按 Vout 缩放（式 11：Vout=0 时放大到 166%×2.8 µs=4.65 µs）、IMAGneg 按 Vin 设两点目标（式 10 语境，图 20）、再用 ZCD 实测 tLS2ZCD 修正下一次 tLSon（式 33：ΔtLSon = 目标 − 实测捕获值）。ZVS 从“设计出来”变成“逐周期伺服出来”——这是数字方案相对模拟定时的核心增益。

6. 输出电流控制律：为什么 Iout 与 Vin/Vout 解耦（式 1~9 展开）

推导链（DS 原式+本库代入）：

• 每周期输入能量（式 3）：Pin = ½·VCr_avg·(IMAGpos−|IMAGneg|) = ½×56.6×2.30 = 65.1 W ✓（恰为 65 W 输出，自洽）。
• 反射关系（式 4）：VCr_avg = N·Vout = 56.6 V——Cr 电压就是输出电压的“初级镜像”，测 Cr 电压即测 Vout（LS 导通相经 LAUX/ZCD 实现）。
• 输出电流（式 5）：Iout = ½·N·(IMAGpos+IMAGneg)（IMAGneg 取负号）= 1.415×(2.70−0.40) = 3.25 A ✓。
• 控制分工：IMAGpos 由 CS 峰值控制（式 9：VCSpeak=IHBpeak·RShunt）；IMAGneg 由 tLSon 时序控制（式 7：tdemag = Lm·IMAGpp/(N·Vout)）。二者之和恒为 IMAGpp=2.30 A=2·Ioutnom/N——磁化电流摆幅被标称值钉死，负载变化时摆幅位置（直流分量）移动。
• 占空比关系（式 1/2）：Vout = D·(Vin/N)·Lm/(Lm+Lr)。Lr≪Lm 时近似 D ≈ N·Vout/Vin：低线 90 V → D≈0.63，高线 373 V → D≈0.15。

控制律的两套实现（式 22~27，CRM 与 ZV-RVS 各一套）：

• CRM（式 22/23/24）：Iout = (N/2)·IMAGpos + IMAGneg(折算)——正磁化由 CS 峰值控制、负磁化由 tLSon 时序控制，两者相加即输出电流。内部目标 ISET 与 Iout 成比例（65 W 例 ISET=2.30 A ↔ Iout=3.25 A，本库按式 5/15/17 联立自洽解；DS 印刷式 ISET=(N/2)·Iout 的系数方向经数字代入验证应为 2/N，详见 00 译注 2）。式 24 IMAGpos = ISET − IMAGneg：同一个 ISET，母线越高 → 所需 IMAGneg 越大 → IMAGpos 越小——这就是“CS 峰值电流设定随 Vin 变”的来源（图 20 的前馈）。
• ZV-RVS（式 26/27）：Iout = (tHB/tHBex)·[(N/2)·IMAGpos + IMAGneg]；扩展周期 tHBex = tHB×(IMAGpos+IMAGneg)/ISET（式 27）——负载电流需求直接换算成周期拉长倍数，峰值电流几乎不动。30% 负载 → tHBex≈3.3×tHB≈12 µs → 跳谷 ≈(12−3.6)/1.0 ≈ 8 个（本库核算），恰在 NRVSvalmax=10 之内——配置默认值自洽；谷数顶满（10 谷，tHBex≈13~15 µs）对应约 20% 负载，之下进 DCM。
• 轻载行为（式 25）：负载减到 tLSon 触底 tTRANSnom 后不再缩短，IMAGpp 恒定——CRM 段“摆幅恒定、包变稀”的机制与 ZV-RVS 无缝衔接。

50% 占空比与匝比的强耦合（本库分析）：把 D ≈ N·Vout/Vin 反解：要能调节（D<1），必须 N·Vout < Vin(min)。低线 90 V、20 V 输出 → N < 4.5；默认 N=2.83 对应低线 D=0.63、留 37% 调节余量。这解释了为什么混合反激的匝比习惯只有标准反激的一半：标准反激为压低初级应力取 VOR≈100 V（N≈5），但它的充电段电压是全母线 Vin（D=VOR/(Vin+VOR)=0.53 仍可调）；混合反激充电段电压是 Vin−VCr（被 Cr 分担一部分），若照搬 N=5，则 D=100/90>1——低线满载直接失调节。匝比减半的代价：次级电压应力升高（Vout+Vin(max)/N = 20+132 ≈ 152 V → 选 200 V SR），初级两管各承受全母线（373 V+裕量 → 500~650 V）。

7. ZV-RVS 八相位逐段走读（DS 图 9/图 10）

动机（DS §3.1.3）：负载减小后，CRM 的循环磁化能量相对传输能量占比增大（摆幅不变、包变稀）；Vout 降低时退磁期超过 LrCr 半谐振周期引发附加振荡。低输出电流下的半桥环流封死了 CRM 的效率上限。ZV-RVS 的答案：峰值电流几乎不动、周期拉长——固定峰峰磁化电流+频率折返，用跳谷把平均环流降下来。

以 30% 负载（≈1 A，目标跳 7~8 谷）为例走八相位：

• 相位 1（t0~t1，自由振荡+等待）：退磁结束，两管皆关，VHB 围绕母线/0 之间自由振荡（谷间距 ≈π√(Lm·Cnode)，本库按 Cnode≈0.15 nF 估算 ≈1.0 µs）。ZCD 按目标谷数计数上升沿；负载越轻目标谷数越多（最多 NRVSvalmax=10，谷数顶满对应约 20% 负载，本库核算）。
• 相位 2（t1~t2，预定义延时）：检测到目标谷后延时 tZCDrefilRVS=410 ns，为 VHB 提供 ZVS 条件。
• 相位 3（t2~t3，ZVS 脉冲，LS 零电压开通）：LS 短暂导通 tZVS，强制负半桥电流把变压器负向磁化——为 HS 开通再造 CRM 式 ZVS 条件。脉宽按式 34：tZVS = IMAGneg·Lm/(N·Vout)。代入低线（IMAGnegnom=0.40 A）：0.49 µs → 低于 tZVSmin=600 ns 被钳到 600 ns；高线（0.91 A）：1.11 µs。DS 红线：tZVSmin 必须 ≥ SR 控制器最小导通时间，否则 ZVS 脉冲期间 SR 已被触发、随后 HS 开通时直通（图 29 注意事项）。
• 相位 4（t3~t4，LS 关断死区）：负电流拉高 VHB 至 HS 体二极管钳位（=CRM 相位 5），tdeadHSRVS=400 ns 固定。
• 相位 5（t4~t5，HS 导通，充电）：IHB 反向后从输入取能存入变压器与 Cr，Cr 电压升高；副边反偏。
• 相位 6（t5~t6，HS 关断死区）：IHB 维持流动把 VHB 拉到 0 V，形成 LS 的 ZVS 条件。
• 相位 7（t6~t7，主传能段）：Dout 正偏给 Cout 充电，IMAG 退磁；叠加 LrCr 谐振纹波（Lr≪Lm，谐振周期短，表现为叠在线性斜坡上的振荡）。
• 相位 8（t7~t8，退磁尾+再振荡）：退磁结束，Dout 反偏，回到相位 1 的自由振荡。

谷底跳过控制（式 35/36）：目标谷数由 IMAGpos 与双阈值 IMAGposRVS(+)/RVS(−) 比较逐周期加减，迟滞 IMAGposRVShys = ⅓·IMAGposnom ≈ 0.90 A（防稳态跳动）；阈值随 Vout 降低按 IMAGposRVS0V%（=75%）下移。效果（式 8/26/27）：Iout ∝ tHB/tHBex——峰值不变、周期拉长，电流波形“高而稀”，导通损耗不升、开关次数减少，这就是轻载效率的来源。谷数请求达到上限 10 仍不够（电流需求更低）→ 进 DCM。

8. DCM 与模式切换

• DCM（DS §3.3.2.3）：ZV-RVS 的极端延伸——等待间隙拉到 ZCD 探不到足够谷幅，ZVS 脉冲改由定时器（tstartzcdto=70 µs 上限）发起；周期拉到 tHBex 对应 FDCMmin=20 kHz 为止。此后 FB 下跌直至突发进入阈值。DCM 进入时峰值电流设定加 25% 偏置、离开时移除（构成迟滞，防模式边界振荡）。
• CRM↔ZV-RVS（§3.3.2.4）：双门限——ISETCRM2RVS%=50% / ISETRVS2CRM%=70%（FB 侧），配合 ZCD 侧 0.74/0.81 V（表 19）。下行先看 FB、上行还要看 ZCD：升回 CRM 需 ZCD 反射电压够高（Vout 已建立），两个迟滞环避免边界抖动。

9. PWM 方案与关键时序公式

• CRM（式 32/33）：tdeadHS = tLS2ZCD(Vin) + tZCDfefilCRM(172 ns)。目标 tLS2ZCD 两点标定：高母线 234 ns（最紧）、低母线 650 ns（最松）；控制器每周期捕获实测值，ΔtLSon = 目标−捕获，负值则缩短/正值延长下次 LS 导通——负磁化自整定。
• ZV-RVS（式 34）：tZVS = IMAGneg·Lm/(N·Vout)（见 §7 相位 3）。
• PDC 传播延迟补偿（式 28~31）：从比较器触发到管子真正关断有 tPDC=200 ns（内部 213 ns OCP1 延迟+外部关断延时，式 29），期间电流继续上升，过冲 ΔIMAGpos = (Vin−VCr)/Lm×tPDC。代入：低线 0.48 A/µs×0.2 µs = 0.10 A（4%）；高线 4.59 A/µs×0.2 µs = 0.92 A（34%！）——不补偿的话，高母线峰值电流实际比设定点高出近三成，OCP/恒流精度全部失真。IC 按式 31 把目标值反向减掉这个过冲，Lm 由式 30 从运行测量中提取。
• 频率抖动（式 44~48）：仅 CRM、且 VS>1.486 V（=250 V DC，即约 177 VAC 以上）才使能。做法：调制 IMAGpos 与 IMAGneg 但保持二者之和恒定（式 44）→ Iout 不受影响（式 5 的直接推论）；周期展宽目标 dJitterspread%=10%，步进一个 tMCLK=15.8 ns，每步延时 tJitterstpdel=1.3 ms 给环路整定时间。⚠️ 式 47（Δt_HBsw = 1/ΔFHBsw）的 PDF 提取形态在量纲上存疑（若 ΔF=10%×fsw，则 1/ΔF=50 µs，作为周期展宽目标不合理）——按 DS 文字口径应理解为“周期逐级展宽直到瞬时频率下移 10%”，以原文公式图形为准（存疑，待核实）。
• 为什么只在高压抖（本库推断）：高母线 fsw 最高（EMI 频谱峰值最高），且此时 tLS2ZCD 目标最紧（234 ns），抖动预算小；低母线时裕量主要留给 ZVS 闭环。

10. 供电管理（DS §3.2）：HV 启动单元的四种角色

VCC 的“充电宝”只有一个（HV 启动单元，5 mA typ），但按场景切换策略：

1. 冷启动（§3.2.1）：VCC<8.4 V 即充电，到 VVCCon=20.5 V 关断并开始 3.2 ms 硬件初始化（tHWini）；brown-in 达成（tstupcheck 窗口内 VS>0.737 V）后半桥起振，直到 t3 辅助绕组自供电接管、把 VCC 稳住。
2. 吸合相位 bang-bang（§3.2.2）：母线未吸合时，IC 睡到 IVCCBB=0.32 mA，HV 单元把 VCC 顶回 20.5 V，醒 5.2 ms（tVSBIdet）查吸合，再睡——VCC 常驻高位，一旦吸合可立即起振（图 14 的时序细节：t1 已吸合但 IC 在睡，t2 VCC 过阈值后才检测到）。
3. 保护模式 bang-bang（§3.2.3）：自动重启/锁存期间同样维持 VCC 高位，重启按 tARMbase=300 ms 计数，NARMstep=10 步后重启（式 49：3.0 s）。锁存的复位=VCC 跌破 8.4 V=拔交流——复位时间取决于 CVCC 大小（DS 注意事项），CVCC 太大反而拖慢锁存恢复。
4. 突发睡眠补电（§3.2.4）：VCC 跌破 VVCCslpHVon=10.5 V 才开 HV 单元补电。DS 注意事项明确：稳态突发期间 VCC 应远高于 10.5 V，否则每次补电都从 600 V 母线抽电流（偏置损耗+EMI 尖刺）——这是 04 的一个陷阱。

四种场景的时序校核表（本库核算）：

11. 突发模式四子节（DS §3.3.4）

进入（§3.3.4.1，式 39）：VFB 跌破 VFBBMen=0.449 V（≈4% 负载，0.13 A @20 V）→ 停发下一个脉冲、进入睡眠（IVCCBMpsm0=0.7 mA typ）。进入后电流控制律切换为固定最小峰值 IMAGposRVS(+)+IMAGneg——即突发帧内每包都是“准满幅”。 运行（§3.3.4.2，式 40/41）：帧通断由 VFBBMctrl 决定（活动相 1.60 V/睡眠相 1.55 V，小迟滞）；帧内用 ZV-RVS 周期、第一谷即发 ZVS 脉冲。帧内输出电流 IoutBM = (tHB/tHBex)·½·N·(IMAGposRVS(+)+IMAGneg)：第一谷时 tHBex≈4.6 µs（本库核算），IoutBM ≈ 0.78×1.415×2.30 ≈ 2.5 A；平均输出 = 帧占空比×2.5 A（式 41）——0.13 A 平均只需 5% 帧占空比。效率-纹波权衡：帧幅大→每包损耗占比低、效率高，但输出纹波大；纹波由 Cout 与帧频率（完全由 VFB 摆率决定）共同决定。 自举预充电（§3.3.4.3）：长睡眠（>tBMslpthrpp=1.0 ms）后 HSVCC 已跌破 6.7 V、HS 驱动失活（HSUVOFF）；恢复需先让 HSVCC>9.2 V 且等 tHSGDendel=2.3 µs。对策：帧首插入 tBMprepulse=1.3 µs 预充电脉冲，专把自举顶起来——漏掉这个设计的板子，长睡眠后第一帧“半桥只有半边”，轻则波形怪、重则炸管。 退出（§3.3.4.4，式 42/43）：两条路径——快退出：负载跳变使 VFB 冲过 VFBBMfastex=1.82 V，立即全额传能（可用 ENBMfastexCRM 允许直接 CRM）；慢退出：估算输出电流（帧占空比，式 41）连续 NBMexreqthr=3 帧超过 15%（0.49 A）→ 切换控制律。切换时“坐标系”不同：突发里 VFB≈1.60 V 对应的内部设定是标称点，而连续控制律里 1.60 V 对应 ISET 50%——若直接切换，等效电流阶跃会造成输出过冲。IC 的解法（式 43）：给测量 VFB 叠加偏置 ΔVFBBMslwexoffs = VFBBMex−VFBBMctrl ≈ 0.582−1.60（此处为公式定义，实际按运行点），然后每半桥周期线性递减，让调节器平滑过渡到目标点——即以逐步归零的偏移量衔接两套控制律的读数差，避免切换突变。

12. Vout 启动控制（DS §3.3.3，式 37/38）

启动 = 一个初级侧自主的“数字软启动”，光耦此时还没建立：

1. 校验四条件（吸合/无输入过压/FB 在调节区外/无过温），窗口 tstupcheck≈2 ms；
2. 先发 tZVSst1st=7 µs 的首个 LS 脉冲给自举电容预充电（HS 还没开过）；
3. ZVS 脉冲长度从固定 tZVSstup 起步，随 ZCD 反射电压超过 VZCDtZVSstup=0.220 V 后自适应（式 37）；启动期若连续 150 个半桥周期（NHBcyclemax）无过零 → 判输出短路（VoutSCP）；
4. 峰值电流设定从 OCP1lev1% 起步，随后按 ZCD 实测与目标 VZCDtarget 的差逐周期线性调，目标每 tSLWTASK=0.1 ms 抬升一级（式 38：ΔVZCDstinc = 1.3984 V×0.1/12 = 11.7 mV/步），全程限幅 ISETstmax%=140%，斜坡总时长 tstartramp=12 ms，超时 tstartto=48 ms 判启动失败；
5. ZCD 越过 VZCDRVS2CRM=0.81 V 后切 CRM 时序；FB 环接管（VFB 决定的设定跌破斜坡上升设定）即宣告启动完成。

启动全程输出电压是被初级直接丈量并控制的——这是“初级侧控制+数字 OVP”体系的开端，也正是 UVP/SCP/OVP 全部挂在 ZCD 脚的原因。

启动时间预算表（65 W 例，本库核算）：

含义：斜坡期电流限幅 ISETstmax%=140% 与 tstartramp=12 ms 共同决定启动期输出电容的充电速度——Cout 加倍则斜坡时间加倍（式 38 的步进不变、步数翻倍），tstartto=48 ms 是 Cout 取值的硬上限（本库分析：Cout ≳ 20 V×12 ms/…，按 140% 限流反推约 ≤ 数千 µF，具体随限流余量）。

13. 保护逐个讲物理机理（DS §3.4，表 4）

OCP 时间梯级的容差核算（表 22 推导，本库计算）：三级 OCP1 的判定时长分别基于甚慢任务（tVSLWTASK=5 ms）/慢任务（tSLWTASK=0.1 ms）时钟——lev1 12 s → 11.19~12.81 s（TC_T4）；lev2 1000 ms → 827~1173 ms（TC_T3）；max 6 ms → 5.6~6.4 ms 量级（TC_T3）。设计含义：OCP1lev1 的 12 s 本质是“PD 短时过功率窗口”（如多口动态分配），最差 11.2 s 仍要满足安全标准对持续过流的要求；lev2/max 的 min 值（0.83 s/5.6 ms）是线路热设计输入——变压器与 SR 按这个窗口承受 140%/160% 过流（本库分析）。

14. Device Functional Modes（模式总表）

精炼要点

上一级：XDPS2201