HR1000A 规格书全译 —《Resonant Half-Bridge Controller》数据手册

原文：MPS《HR1000A Resonant Half-Bridge Controller》Datasheet Rev.1.02（2014.2.24），共 24 页。原文 PDF：datasheet/HR1000A_datasheet.pdf。 本篇为规格书全文忠实翻译：逐节覆盖原文全部内容——特性、订购信息、绝对最大额定值、推荐工作条件、完整电气特性表（min/typ/max 全列）、典型性能曲线清单、16 脚完整定义（原文全文）、功能描述全节（振荡器/突发/软启动/电流检测/打嗝/锁存/输入检测/自举/布局）、设计实例、保护流程图 7 状态机全译、典型波形时序图全译。版权归 MPS。 插图为原版图翻拍（img/ds_ 前缀，裁自 HR1000A Rev.1.02 原 PDF 第 12~21 页，以及第 22/23 页整页流程图与波形图），每张含原图题，未做任何描改。

1. 描述（DESCRIPTION）

HR1000A 是专为谐振半桥拓扑设计的控制器，提供两路 50% 占空比的互补驱动信号。两路互补栅信号之间的 350 ns 内部固定死区保证瞬态下的零电压开关（ZVS），支持高频工作。

集成自举二极管简化了高侧开关的外部驱动电路；自举二极管耐压 600 V，抗高 dv/dt 噪声。

通过调频调节输出电压。可编程振荡器可同时设定最高与最低开关频率。

IC 以编程的最高频率启动，随后逐渐降频直至环路接管，防止浪涌电流。

轻载时可使 IC 进入受控的突发模式，降低功耗并收紧输出调节。

保护特性——锁定关断、自恢复、Brown-out 保护、过温保护——在不增加电路复杂度的前提下提升变换器设计安全性。

IC 为高侧与低侧栅驱动提供 1.5 A/2 A 拉/灌能力。SO-16 封装。

2. 特性（FEATURES，全译）

• 50% 占空比、变频控制，用于谐振半桥变换器；
• 600 V 高侧栅驱动，集成自举二极管，高 dv/dt 免疫；
• 高/低侧栅驱动均为 1.5 A/2 A 拉/灌能力；
• 高精度振荡器；
• 工作频率最高 600 kHz；
• 两级过流保护：频移 + 锁定关断（持续时间可编程）；
• 通过 BO 引脚实现远端开/关控制与 Brown-out 保护；
• 锁定禁用输入，便于保护实现；
• 与 PFC 控制器接口；
• 轻载可编程突发模式；
• 非线性软启动保证输出电压单调上升；
• SO-16 封装。

应用：LCD/PDP 电视、台式机与服务器、通信 SMPS、AC-DC 适配器/开放机架电源、游戏主机、电子镇流器。

3. 典型应用框图（TYPICAL APPLICATION BLOCK DIAGRAM）

见原文第 2 页图（半桥 LLC + HR1000A 完整应用框图）。

4. 订购信息（ORDERING INFORMATION）

编带卷盘加后缀 –Z（如 HR1000AGS–Z）。

封装参考（顶视图，引脚排列）：

5. 绝对最大额定值（ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS，全表）

推荐工作条件：VCC 13~15.5 V；模拟输入/输出 −0.3~6.5 V；工作结温 −40~+125 ℃。 热阻：θJA=80 ℃/W、θJC=35 ℃/W（SOIC16）。 注 2：最大允许功耗 D(MAX)=(TJ(MAX)−TA)/θJA，超限触发热关断（保护性，非永久损坏）。 注 3：超出推荐工作条件不保证功能。

6. 电气特性（ELECTRICAL CHARACTERISTICS，全表）

测试条件：TJ=25 ℃、VCC=13 V、CHG=CLG=1 nF、CT=470 pF、RFset=12 kΩ。

6.1 IC 供电（VCC）

6.2 电流（VCC）

6.3 高侧浮地驱动供电（BST/SW）

6.4 电流检测（CS）

6.5 线电压检测（BO）

6.6 锁存（LATCH）

| 参数 | Min | Typ | Max | 单位 | |---|---|---|---|---| | 输入偏置（VLATCH=0~阈值） | — | — | 1 µA | | 阈值 | 1.75 | 1.85 | 1.95 | V |

6.7 振荡器

6.8 PFC 功能（PFC）

6.9 软启动（SS）

6.10 待机（Burst）

6.11 延迟关断（TIMER）

6.12 低侧栅驱动（LG，参考 GND）

6.13 高侧栅驱动（HG，参考 SW）

与低侧相同：1.5 A 拉 / 2 A 灌、Rsource 4 Ω / Rsink 2 Ω、tf/tr 20/20 ns。

6.14 热关断

7. 典型性能曲线（TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS，曲线清单）

基于第 21 页设计实例评估板，VAC=230 V、Vout=19 V、Iout=4.7 A、TA=25 ℃：

1. VCC 上升/下降电流 vs VCC；
2. ICC vs 温度（50 kHz 工作 / 静态 / 残余 / 启动四曲线）；
3. VCC 阈值 vs 温度（上升/下降）；
4. OCP 阈值 vs 温度；BO 阈值 vs 温度（含钳位与使能点）；
5. TIMER 阈值 vs 温度；CS 阈值 vs 温度；待机阈值 vs 温度（重启/禁用）；
6. 振荡频率 vs 频率设定电阻（CT=220 pF~2.2 nF 五条曲线，1~1000 kHz）；
7. CT 电压峰值/谷值 vs 温度；电流镜比 vs 温度；基准电压 vs 温度；
8. 延迟关断充电电流 vs 温度；OCP 延迟阈值 vs 温度（关断/强制最高频/重启三阈值）；
9. 效率 vs 输出电流（0~5 A，75~95% 曲线）；
10. 稳态波形（19 V/4.7 A 与空载：VSW 100 V/div、VLG 10 V/div、IR 1 A/div）；
11. 输出纹波（满载/空载，100 mV/div）、启动波形（VLG 5 V/div、VOUT 10 V/div、IR 2 A/div）、关断波形；
12. SCP 进入（空载/满载）与 SCP 后重新上电波形（VOUT 10 V/div、VLG 10 V/div、IR 2 A/div）。

8. 引脚功能（PIN FUNCTIONS，原文全译）

9. 框图（BLOCK DIAGRAM）

见原文图 1（第 12 页功能框图：振荡器→分相→电平移位/自举→HG/LG，CS 双比较器，BO/LATCH/TIMER/Burst 汇入逻辑）。

10. 功能描述（FUNCTIONAL DESCRIPTION，全节全译）

10.1 振荡器

CT 电容的充放电时间决定振荡器频率。CT 电压在峰值与谷值阈值之间波动形成三角波（图 2，稳态波形与门信号）。

接在 Fset 脚的网络控制 CT 电容的充放电电流（图 3 振荡器框图）。电流源 IS-1 按 Fset 脚的源电流给 CT 充电；内部电流镜比 1 A/A。开关周期开始后 IS-1 给 CT 充电至峰值阈值电压，然后开通放电电流源 IS-2（两倍于 Fset 脚源电流），CT 以 Fset 脚源电流放电；CT 电压降到谷值阈值时 IS-2 关断、使能新的开关周期。

Fset RC 网络的三个功能：

1. Rfmin（Fset→GND）：光耦截止时 RC 网络的最大电阻 → Fset 最小源电流 → 最低开关频率；
2. 正常工作：光耦管调制流经 Rfmax 的电流，从而调制频率以调节输出；光耦全饱和时电流最大 → 最高频率；
3. RC 串联（Fset→GND）：启动期频率偏移（详见软启动节）。

由上述原理，最低/最高频率：

fmin = 1 / (3·CT·Rfmin)
fmax = 1 / (3·CT·(Rfmin∥Rfmax))

CT 电容典型 0.1~1 nF，Rfmin/Rfmax 为：

Rfmin = 1/(3·CT·fmin)        Rfmax = Rfmin / (fmax/fmin − 1)

CT 选型注（低温高开关频率应用）：低温下 Fset 脚源电流能力因内部晶体管特性略降，大 CT 电容可能充电/放电不足——此类应用推荐 CT ≤ 330 pF。

10.2 突发模式运行

轻载或空载时，谐振半桥的开关频率受最高频率限制。为控制输出电压并限制功耗，HR1000A 可使变换器进入突发模式：大幅降低平均开关频率，从而降低平均残余励磁电流及相关损耗。

突发模式需设置 Burst 脚：Burst 电压低于 1.25 V → HG/LG 关断，Fset 脚仅保留 2 V 基准、SS 脚保持先前状态，功耗最小；Burst 超过 1.25 V+50 mV → 恢复正常。

突发原理：负载低于 PBurst 时开关频率钳位在最高频率，输出电压必然升高超过设定值 → 光耦电流增大 → Rfmax 上电压升高 → Burst 电压跌破 1.25 V → 门信号进入 OFF 态；输出电压跌破设定值后光耦电流减小、Burst 电压回升，超过 1.25 V+100 mV → IC 重新输出驱动脉冲。空载/轻载下持续此模式以降低平均功耗。

宽输入范围的 PBurst 稳定化（图 5）：由谐振电路特性决定，输入电压也影响开关频率——宽输入范围内 PBurst 变化很大。用图 5 电路把输入电压信号注入反馈环稳定 PBurst：RB1/RB2 按实验修正，RB1+RB2 总阻值远大于 RH 以减小对 BO 脚电压的影响。

10.3 PFC 禁用功能

很多应用需要 PFC 前级；空载/轻载、OCP、OVP 等条件下需禁用 PFC。以下任一条件使 PFC 脚拉低：

• 突发模式门关断（Burst<1.25 V）；
• OCP（CS>1.5 V）；输入过压（BO>5.5 V）；
• Latch 脚高（Latch>1.85 V）；
• TIMER 电压超 2 V 且未降到 0.3 V；
• 过温保护触发。

关闭 PFC 可降低功耗或保护系统。图 7：HR1000A 与 PFC 控制器（MP44010/1）的典型接口电路。不用此功能时 PFC 脚悬空。

10.4 软启动运行

谐振半桥传输功率与开关频率成反比 → 软启动即以高频率启动，直到闭环接管。

外部 RC 串联电路（图 8）：启动开始时 SS 电压 0 V，软启动电阻 RSS 与 Rfmin 并联：

fstart = 1 / (3·CT·(Rfmin∥RSS))

启动期 CSS 充电至基准 2 V 后流经 RSS 的电流归零（约 5×RSS×CSS 时长），此间开关频率按指数曲线变化（CSS 充电先快后慢）。此段结束时输出电压仍接近但尚未达到设定值，反馈环接管启动。软启动使输入电流逐渐增加、输出达到设定点且过冲很小。

选型：

Rss = Rfmin / (fstart/fmin − 1)
Css = 3×10⁻³ / Rss

fstart 至少取 4×fmin；CSS 的取值在软启动效果与 OCP 速度之间折中（见下节）。

10.5 电流检测（图 9~11）

两级过流：

• 第一级：CS 电压超 0.8 V → 比较器触发控制逻辑输出高电平，开通连接 SS 与 GND 的晶体管 → CSS 电压跌落 → 振荡频率急剧上升 → 减小向输出传输的能量；CS 回落到 0.79 V（10 mV 迟滞）→ 恢复正常；
• 第二级：短路时 CS 持续上升，到 1.5 V → IC 锁定关断、功耗降到 EC 表“残余电流”水平。锁存后需将 VCC 循环一次以重启。

两级保护中 CSS 过大会使放电过慢，导致变压器与谐振电感饱和、损坏次级二极管。

电流检测两种方式：

1. 采样电阻（低侧 MOSFET 串联，图 10）：简单但有额外功耗。阻值：

RS = 4 / ICrpk

ICrpk 为低压满载时主开关/谐振电容的期望峰值电流。采样电阻与 CS 脚之间需 RC 滤波，时间常数约 10/fmin。

2. 无损电流检测网络（图 11）：
   • 条件 1（R1 小于数百 Ω，网络呈容性分流）：C1 ≤ Cr/100、R2 = (0.8π/ICrpk)·(1 + Cr/C1)；
   • 条件 2（R1 ~10 kΩ，网络分压 Cr 纹波电压）：C1 ≤ Cr/100、R2 = (0.8π/ICrpk)·√(R1² + X_C1²)/X_Cr；
   • C1 与 Cr 的电抗按最大峰值谐振电流对应的频率计算；经验上 R2·C2 时间常数约 10/fmin；
   • 计算值为初值，需实验调整。

两级 OCP + 打嗝（图 12 时序全译）：OCP 限制过载/短路期间初级向次级传输的能量；但持续大电流的功耗仍会损坏次级绕组与整流管。HR1000A 提供附加保护降低 OCP 期间的平均功耗：OCP 触发后变换器进入类打嗝间歇保护模式。

最大过载/短路运行时间（tOC）由 CTimer/RTimer 设定：第一级（CS>0.8 V）时内部 130 µA 电流源给 CTimer 充电；CTimer 到 2 V 时 CSS 电压跌破 OCP 比较器输出 → 开关频率强制等于 fstart（传输能量最小）。tOC 即 CTimer 从 0 V 升到 2 V 的时间——与 CTimer 无简单关系式，按实验选取（实验：CTimer 每增加约 100 ms 运行时间）。

CTimer 到 2 V 后 130 µA 源继续充电至关断阈值 3.5 V，该段时间约为 t_OP = 10⁴ · t_Timer。到关断阈值后门驱动关断、130 µA 源关断、CTimer 经 RTimer 缓慢放电，直到 CTimer 电压 < 0.3 V 后 IC 重启。该关断期为：

t_OFF = RTimer·CTimer·ln(3.5/0.3) ≈ 2.5·RTimer·CTimer

时序（图 12）：正常运行 → 过载/短路（Pmin）→ 关断 → 软启动；此间开关频率保持在 fstart，以限制传输能量。

10.6 锁存运行（图 13）

Latch 脚电压 >1.85 V → 锁定关断；锁存后功耗下降（见 EC 表残余电流）。复位需 VCC 降到 UVLO 阈值以下。

10.7 输入电压检测（图 14）

输入电压低于设定值时停机、恢复正常后重启——保证谐振半桥始终工作在指定输入范围内。BO 脚经分压接整流交流或 PFC 输出。

内部 12 µA 电流源：BO < 1.25 V 时开启、> 1.25 V 时关闭。BO < 1.25 V → 关闭门极驱动、功耗降到残余电流水平。

分压计算：

RH = (VinON − VinOFF) / 12×10⁻⁶
RL = RH · 1.25/(VinOFF − 1.25)

附加保护：BO 超过内部 5.5 V 钳位电压 → 关断；BO 在 1.25~5.5 V 之间 → 重启。

10.8 高侧栅驱动（图 15）

外部 BST 电容给高侧驱动供电；集成自举二极管经 VCC 充电——低侧导通时给 BST 电容充电，简化高侧驱动电路。为保证驱动能量与充电时间充足，BST 电容取 100 nF~1 µF。

10.9 低侧栅驱动（图 16）

LG 提供低侧管栅信号。绝对最大值表规定 LG 最高 16 V。某些工况（长栅线+MOSFET 寄生电容+小栅阻）下 LG 会出现大电压尖峰——在 LG 与 GND 引脚之间就近加 15 V 稳压管。

10.10 布局指南（Layout Guideline，图 17）

PCB 布局决定正常工作、EMI、浪涌与热表现：

1. 主功率环流尽量短、走线尽量宽；
2. 功率地与信号地分开，在母线电容负端汇接；
3. 脚 1~8 的外围元件尽量靠近对应引脚；
4. 光耦反馈走线尽量靠近 IC，远离热点（SW、HG 等）。 （图 17 标注：主电流环路、脚 1~8 元件就近、光耦反馈远离高压摆区。）

10.11 设计实例

按以下规格设计 90 W 适配器：输入 90~265 VAC、输出 19 V/4.7 A。图 18 为详细应用原理图；典型性能与波形见典型性能特性节。

10.12 流程图（FLOW CHART，7 状态机全译，原文第 22 页）

正常启动：VCC 经上拉电阻充电 → VCC>10.5 V？→ 软启动 → 正常运行（开关频率由 IFset 调制）。

七个保护/模式状态机（监测→动作→恢复条件，全译）：

11. 典型波形（TYPICAL WAVEFORMS，第 23 页时序总图全译）

一张总图展示全部事件时序（自上而下：VCC 12 V/8 V、LG/HG、软启动、PFC、LATCH 1.85 V、CS 1.5 V/0.8 V、TIMER 3.5 V/2 V/0.3 V、BO、Burst 1.25 V）：

上电 → 软启动 → 正常运行 → 拔掉输入（VCC 12→8V 下降）→ 锁定关断（LATCH 1.85V）
→ OCP（CS 0.8V 频移 → 1.5V）→ Brown-out（BO<1.25V 停机 → 恢复）→ 过温 OTP → 突发模式

12. 封装信息（PACKAGE INFORMATION）

SOIC16：本体 9.80~10.00 mm × 3.80~6.20 mm，引脚间距 1.27 mm，JEDEC MS-012 变体 AC。（完整尺寸见原文。）

译者附注

1. 本全译与 06_AN151设计指南精译（49 页设计指南）配对，构成 HR1000A 的完整知识库：规格书管“芯片是什么”，AN151 管“怎么设计”；
2. 规格书 §10.12 的七状态机与 AN151 第 5 章实测波形一一对应——排查故障时先查状态机判定当前所处状态；
3. 规格书 §8 引脚定义中的 CS/TIMER/Burst 逻辑与 AN151 §3.7 的公式互为表里（如 TIMER 2 V=强制最高频、3.5 V=关断、0.3 V=重启——对应打嗝周期公式 t_OFF≈2.5·RTimer·CTimer）。

上一级：HR1000A