开关电源知识库

开关电源基础概念 —— 全库的基础教程

本篇是全库 18 颗 IC 深读的基础课程：读者读完应能顺畅读懂库内任何一颗 IC 的五件套（规格书全译、引脚规格、内部框图、应用计算、排障排查）。每个概念都按 为什么需要它 → 机理展开 → 数值例算到底 → 常见误解与陷阱 四步展开——它是教程，不是词典。各 IC 解读里遇到术语，回这里补课；读完这里，去哪深读见第 10 节导航表。

本教程总结

这份教程怎么用：

  1. 按序通读（第一次）：第 1~8 节是一条主线——“为什么要开关”（§1）→“开关怎么变换电压”（§2）→“开关节奏怎么定”（§3~§4）→“怎么少损耗”（§5~§6）→“前端与反馈怎么配”（§7~§8）。§9、§10 是工具节。
  2. 当字典查（读 IC 时）：读到不懂的术语，直接跳对应节看“数值例”和“常见误解与陷阱”。
  3. 当设计对照（写计算时）：§ 精炼速查一页纸收拢全部公式与判据，口径与库内各 IC 应用篇一致（如漏感尖峰留 30% V_OR 余量）。

数值规范（全库通用）：

一条主线先放在这里（§1 展开）：

 交流电网 → [EMI滤波] → [整流桥] → [PFC 升压] → 高压直流(≈400V) → [DC-DC 变换] → 输出
              ↑噪声滤除   ↑工频整流    ↑§7             ↑储能/保持        ↑§2~§6 本库主角

1. 为什么要开关电源：先把线性电源的损耗算清楚

1.1 动机

一切从一道计算题开始：把 12 V 降成 5 V，能不能不发热？ 线性电源（LDO/7805 类）的答案是不能——它的调压原理决定了损耗下限；开关电源的答案是能——它把“烧电压”换成了“剪时间”。理解这道计算题，就理解了整个行业为什么存在。

1.2 机理：串联“烧电压” vs 高频“剪时间”

1.3 数值例：7805 式降压 vs Buck

线性电源核算（7805 类，从 12 V 降 5 V，负载 1 A）：

开关电源核算（Buck，从 12 V 降 5 V，负载 1 A，假设占空比 D=0.417，见 §2.1）：

工程含义：同样降 5 V/1 A，开关方案的发热少 17 倍——不需要散热片、外壳可以做小、待机可以做低。这就是本库 18 颗 IC 存在的全部理由。

1.4 常见误解与陷阱

2. 三种基本拓扑与反激的本质：不是变压器，是耦合电感

2.1 动机与 Buck：一切拓扑的基准

动机：§1 说了要“剪时间片”，那么时间片剪完怎么接回直流？三种接法（降压、升压、升降压）就是三种基本拓扑，其余全是它们的变形与隔离版。

Buck（降压）机理：开关串联在输入与电感之间，开关后面接一只对地二极管（续流管），再经 LC 滤波到输出。开关导通时电感左端 = Vin，关断时电感电流不能突变，经二极管续流，左端 = −Vf ≈ 0。电感左端的电压是 0 与 Vin 之间的方波，其平均值 = D·Vin（D 为占空比）；电感隔直通交，把这个平均值送到输出：

Vout = D × Vin      （Buck，CCM）

数值例：12 V → 5 V：D = 5/12 = 0.417。开关导通 41.7% 的时间，电感左端平均值恰好 5 V。核对：12 × 0.417 = 5.0 V ✓（§1.3 的损耗核算用的就是这个 D）。

2.2 Boost（升压）：先储能再泵上去

机理：开关接地时，电感直接接在 Vin 两端充磁（存能量，此时二极管防止输出倒灌）；开关断开时，电感电流只能经二极管流向输出，电感电压被抬升至 Vout−Vin，输入电压叠加电感反电动势一同馈入输出：

Vout = Vin / (1 − D)      （Boost，CCM）

数值例：3.7 V 电池升 5 V：D = 1 − 3.7/5 = 0.26。核对：3.7/0.74 = 5.0 V ✓。

工程含义与陷阱：D→1 时 Vout 理论上趋于无穷，实际受电感内阻、ESR 限制升不动；且 Boost 关断瞬间负载电流全由二极管独自承受，满载关断损耗大。空载时若环路失控、占空比滞留大值，输出会冲高——Boost 类拓扑必须配置 OVP 作为后备保护（§9）。

2.3 Buck-Boost 与反激 = 隔离 Buck-Boost

机理（反相 Buck-Boost）：把 Buck 的开关与电感位置重排——开关导通时电感充电（能量存入），关断时电感经二极管向输出放电（能量释放），输出极性与输入相反：

Vout = −Vin × D/(1−D)      （Buck-Boost，CCM；极性反相）

数值例：12 V → −5 V：D = 5/(5+12) = 0.294。核对：12 × 0.294/0.706 = 5.0 V ✓。

关键一步——把它变成隔离的：注意 Buck-Boost 的本质是“导通储能、关断放能”的两绕组时序。把那颗电感换成两个绕组绕在同一磁芯上（耦合电感），能量照样“导通存入磁芯、关断取出”，但取出的绕组可以与输入完全隔离、匝比任意——这就是反激（Flyback）。所以库内反复强调：

反激的“变压器”不是变压器，是耦合电感。 真变压器（正激、LLC）能量“边传边储”，初级导通的同一时刻次级就在送能量；反激是“先存后取”，初级导通时次级被感应电压反向偏置而不导通，能量全部存在磁芯的磁化电感里。

这一定性差异是全部应力差异的根源：反激磁芯要按最大储能设计（体积大、有直流偏磁），真变压器只需按传输功率设计。

反激两拍图：

导通（0 ~ tON）：能量入库               关断（tON 之后）：能量出库
   Vin ──[SW 导通]── Lm 充磁              SW 断开，iP 强制归零
          iP 线性上升                      副边感应电流 iS = n×iP 接棒
          副边被 V_OR 反压顶住不导通         副边整流管导通，向 Vo 供电
          储能 ½Lm·iP² 全在磁芯             iS 线性下降，磁芯放能

2.4 库内拓扑谱系

拓扑 功率档 开关数 特点 库内分类
反激 Flyback <150 W 1 最简单，“变压器”即储能电感；漏感要处理 01/02/07/08
正激 Forward 100~500 W 1+复位 真变压器，需磁复位 —
不对称半桥 AHB 50~300 W 2 初级谐振换向，次级天然软开关 03
半桥/全桥 LLC 200 W~1 kW 2/4 谐振腔，全软开关，效率王者 04
有源钳位反激 ACF 30~300 W 2 回收漏感+初级 ZVS 08

2.5 数值例：一只 12 V/2 A 反激的骨架（贯穿 §3~§6 的主线）

设计对象：24 W（12 V/2 A）适配器，开关频率 fsw = 65 kHz（定频，UC3842 类口径），输入母线按高线 300 V 直流取值，匝比 n = Np/Ns = 10。

这一组数字（Ip=1.11 A、t_ON=2.22 µs、V_OR=125 V、iS_pk=11.1 A）后面各节反复引用。

2.6 反射电压与漏感：反激的第一课

2.7 常见误解与陷阱

3. 导通模式：CCM / CRM(CrM/QR) / DCM

3.1 动机

同一颗反激 IC，同样 65 kHz，有人把它设计成重载 CCM、有人全程 DCM——模式不是芯片属性，是设计结果。它决定了电流波形形状，进而决定 RMS 损耗、二极管反向恢复、环路模型（RHP 零点）三件大事。读任何 IC 的电气特性表之前，先问它服务哪种模式。

3.2 机理：看电感（磁化）电流一个周期内是否降到零

判据要点：磁化电流（反激看磁化电流、Buck/Boost 看电感电流）在开关周期末是否降到零、归零后是否休止：

副边整流管电流 iS（反激载体）三种长相：

CCM（连续）          DCM（断续）           CRM/CrM（临界）
▲  __＼  __＼        ▲  ＼      ＼         ▲  ＼  ＼  ＼
│ /    ＼/    ＼     │    ＼      ＼ 休止    │    ＼  ＼
│/                   │      ＼      ＼        │      ＼
└────────▶ t         └──────────▶ t         └─────────▶ t
 梯形：从 n·I_valley   三角：降到零后休止      三角：恰好归零的
 起跳，降不到零就被     （此时初级 VDS 在振铃，   瞬间开通下一拍——
 下一拍接走             谷底就藏在这里 §5.3）    频率随负载自己变

边界条件（判据公式，代入即判）：定频反激的 CCM/DCM 边界功率

P_bnd = Vin² × V_OR² / ( 2 × Lm × fsw × (Vin + V_OR)² )
负载 P_out > P_bnd → CCM；P_out < P_bnd → DCM

推导思路：边界 = 恰好“t_ON + t_DEM = T”。由伏秒平衡 Vin·t_ON = V_OR·t_DEM 解出 t_ON = T·V_OR/(Vin+V_OR)，再代 P = ½Lm·Ip²·fsw 即得（教科书标准结果）。

3.3 数值例：主线设计的模式判读（接 §2.5）

工程含义：大量 65 kHz 反激适配器刻意把 Lm 选在“低线满载 CCM / 高线 DCM~CRM”的边界带附近，兼顾峰值电流与恢复特性（业界经验）。而 QR（变频）路线干脆把工作点锚在 CRM，见 §5.3。

3.4 三种模式的代价与应用对照

维度 CCM DCM CRM/CrM
峰值/RMS 电流 最低 最高 中
开通损耗 大（开通时磁化电流非零） 小（从零开通） 小（谷底开通）
二极管反向恢复 严重 无 无
环路模型 二阶 + RHP 零点 一阶，好稳 类似 DCM
频率 固定 固定 随负载变
典型应用 中大功率反激、Boost PFC（NCP1654）、Buck 小功率/高压反激、PD 快充 QR 反激（NCP1342）、CrM PFC（NCP1622）

3.5 常见误解与陷阱

4. 控制方式：电压模式、电流模式、定频与变频

4.1 动机

§2/§3 决定了“开关怎么接”，本节决定“开关什么时候动作”——即控制律。同一颗功率级，配不同控制律，稳定性、动态响应、保护能力完全不同。库内反激横评专门对比“电压/电流模式、QR、PSR、ACF 五条控制路线”，本节给足理解横评所需的基础。

4.2 电压模式：拿误差电压去切锯齿波

机理：误差放大器（EA）把输出误差放大成 V_ea；PWM 比较器拿 V_ea 与固定频率锯齿波比较，交点决定关断时刻。占空比 D = V_ea/V_ramp_pp——只由误差电压单变量决定，电流不直接参与决策。

4.3 峰值电流模式：油门踩的不是车速，是喷油量

机理：时钟脉冲开通开关；电感（或变压器初级）电流被检测电阻转成电压，达到 EA 输出的“电流指令线”即关断。类比：油门踩的不是车速而是喷油量——直接控制电流这个“中间量”，输入电压突变时，电感电流斜率立刻变化，占空比同一周期内就自动调整（天然前馈）；输出电压环只需缓慢调整“电流指令线”。

4.4 次谐波振荡与斜坡补偿：D>50% 的陷阱（定性 + 公式 + 数值）

定性：峰值电流模式在 D>50% 时会出现“一宽一窄交替”的振荡：扰动 Δi 在一拍后被放大约 −(1−D)/D 倍... 严谨口径如下（教科书标准大信号扰动推导，业界通用结论）。

机理（一拍扰动传递）：设导通斜率 m1、关断斜率 m2、补偿斜坡斜率 m_c，则电流扰动一拍后变为

Δi(n+1) = −Δi(n) × (m2 − m_c)/(m1 + m_c)
稳定条件：|(m2 − m_c)/(m1 + m_c)| < 1   ⇔   m_c > (m2 − m1)/2
一刀切方案：m_c = m2/2，对一切占空比稳定

物理直觉：扰动经“提前达到关断点”和“电流纹波形状”两个通道传递，D 越大关断斜率占比越重，无补偿时传递比 = −m2/m1，D>0.5（对 Buck，m2>m1）即发散——波形一宽一窄、变压器可闻噪声、纹波翻倍。

数值例（Buck 12 V→10 V，L=10 µH，D=0.833）：

深化阅读：UC3842 规格书全译的 9.5.10.2 节给出以品质因数 QP=1 为目标的最优补偿量（式 37~39），比统一方案更省噪声裕度——见 01_规格书全译；逐模块机理推导见 03_内部框图与工作原理。

4.5 定频 vs 变频：频率也是控制量

4.6 迟滞控制与 COT：不要误差放大器的“野路径”

机理：比较器直接盯输出纹波——越过上限关断、越过下限开通（迟滞），或固定导通时间 COT（Constant On-Time）后按纹波触发下一拍。没有 EA、没有补偿网络，响应速度只受比较器延迟限制。

4.7 控制模式一览（原表保留 + 补注）

模式 原理 利 弊
电压模式 锯齿波 vs 误差电压 抗噪、全占空比稳定 增益随输入变，补偿复杂，无前馈
峰值电流模式 时钟开通、电流达到指令值关断 天然前馈+逐周期限流 D>50% 需斜坡补偿；需 LEB
迟滞/COT 比较器直接定脉宽 免补偿、响应极快 变频、依赖输出纹波
变频谐振（PFM） 调频率调增益 软开关、高效率 建模与 EMI 复杂

4.8 常见误解与陷阱

5. 软开关：硬开关的损耗核算与 ZVS/ZCS

5.1 动机：先把硬开关的两项损耗算清楚

核算一：交越损耗。 开关在“全开↔全关”之间过渡的几十 ns 里，电压电流同时大——V×I 的三角形面积每周期产生两次损耗：

P_cross = ½ × V × I × (t_r + t_f) × fsw

数值例：假设开通/关断线性交越各 20 ns（高压管典型开关时间量级），V=400 V、I=2 A、fsw=100 kHz： P_cross = 0.5 × 400 × 2 × 40e-9 × 100e3 = 1.6 W。对一台 24 W 适配器就是 6.7% 的效率。

核算二：结电容损耗（Coss 损耗）。 开通瞬间，Coss 上存的能量 ½CV² 在管内短路放掉，每周期重复一次：

P_Coss = ½ × Coss,er × V² × fsw     （Coss,er：能量等效电容；Coss 高度非线性，必须用数据手册的等效值而非 25 V 小信号值）

数值例：假设 Coss,er = 47 pF（高压超结管量级），400 V、100 kHz： P_Coss = 0.5 × 47p × 160000 × 100e3 = 0.38 W。

合计 ≈ 2 W ≈ 24 W 的 8%——还没算驱动与反向恢复。更关键的是两项都正比于 fsw：想把频率翻倍缩小磁性件体积，损耗也翻倍。这就是软开关的全部动机：让“交越”与“放电”发生在电压或电流为零时，消除这两项损耗，频率才能提上去（GaN 高频方案无一例外依赖 ZVS）。

5.2 ZVS / ZCS 定义

5.3 谷底开通（QR）：免费的半个 ZVS

机理：反激退磁结束后，漏感（与磁化电感）和 Coss 组成谐振腔，VDS 围绕母线电压振铃：

VDS(t) ≈ V_bulk + V_OR × e^(−t/τ) × cos(ω0·t)   →   谷底 ≈ V_bulk − V_OR

在振铃最低点（谷底）开通，开通电压从“全压”降到 V_bulk−V_OR。这就是准谐振（QR, Quasi-Resonant）——不主动制造谐振，只是利用了自然谐振的点，所以叫“免费的半个 ZVS”。副产物：dv/dt 降低 → EMI 峰值频段能量下降。

数值例（接主线）：V_bulk=300 V、V_OR=125 V → 谷底 ≈ 175 V（理想无阻尼；实际因阻尼略高）。开通能量比 ½C·V² 之比 = (175/400)² ≈ 0.19 → Coss 损耗降到硬开关的约 1/5，交越损耗按电压比例同降。 若设计让 V_OR ≈ V_bulk（如高反射电压设计），谷底 ≈ 0 → 接近全 ZVS——这正是 QR 设计常选高 V_OR 的软开关原因之一（与 §2.6 的电压应力预算要做联合权衡）。

库内落地：NCP1342 把“谷底开通”做成闭环——谷底锁定（VLO，谷 1~6 按负载锁定 + 600 mV 迟滞防谷间跳动）、频率折返 + MPCM 轻载三段管理（库内 00_总览 与 02_内部框图与工作原理.md）。

5.4 受控 ZVS：ACF / FFR / LLC 的共性

三者物理本质相同：让一个可控的谐振电流把 VDS 摆到 0 V，控制器负责精确命中时机（库内 07 横评结语原话）：

5.5 死区的作用：防直通 + 让谐振有时间干活

半桥/全桥的上下管绝不能同时导通（直通=母线短路）。死区（dead time）是驱动上刻意插的“都关断”间隙，承担两件事：

  1. 防直通（安全下限）：关断有延迟，死区必须 ≥ 关断延迟+裕量。
  2. 给 ZVS 完成换向的时间：死区内，磁化/谐振电流给刚关断管的 Coss 充电、给将开通管的 Coss 放电——死区太短：节点电压摆不到位，ZVS 失败变硬开通；太长：电流过冲反向、有效占空比减小。常用估算式（业界通用）：磁化电流在死区内转移的电荷 ≥ 结电容电荷，即 I_Lm × t_dead ≥ 2 × C_eq × V_bus。数值感受：假设 C_eq=200 pF、V_bus=400 V、I_Lm=0.5 A → t_dead ≥ 2×200p×400/0.5 = 320 ns。库内 HR1000A 采用“50% 变频 + 固定死区”的教材式简化（00_总览）；UCC28781 则用自适应死区精确命中（07 横评）。

5.6 常见误解与陷阱

6. 同步整流：用 MOSFET 换二极管值不值

6.1 动机：先做损耗核算（接主线数字）

副边整流管（主线设计：肖特基 Vf=0.5 V，输出 12 V/2 A，iS_pk=11.1 A 的三角波）：

核算结论：1.0 W → 0.14 W，省 0.86 W ≈ 24 W 输出的 3.6%——对效率以 0.5% 为卖点的适配器市场，这一项就值得改板。压差越低（5 V/USB-PD 输出）占比越高，SR 越是必选项：5 V 输出时同样 1 W 二极管损耗就是输出的 20%。

6.2 机理：把 MOSFET“仿真成一只理想二极管”

SR 控制器盯住 SR MOSFET 的漏源电压：体二极管先导通（出现负压）→ 开通 SR（压降从 ~0.7 V 降到几十 mV）→ 电流下降到调节点（如 40 mV 等效电流，库内 MP6951 口径）→ 过零前关断（防止倒灌）。本质是“二极管仿真”：真导通时零损耗，假信号时别动作，电流过零前快关断（库内 05 横评的原话口径）。

代价与难点：

6.3 防误开通的三种判据哲学（预告，详见库内 05 横评）

哲学 原理 代表
消隐窗（时间盲区） 开通/关断后设固定盲区，盲区内不响应 NCP4307（自同步+消隐）
斜率检测（SLEW） 振铃的慢斜率 vs 真导通的陡斜率，慢的不开通 MP6908
时间窗检测（TW） 用脉冲宽度区分振铃与平台 MP6951

外加两条工程化补充：VDS 检测+时序管理（MP6922/TEA1995T 双通道）与关断锁定（TEA1995T：关断后漏压越 +150 mV 即用 4 Ω 低阻锁死栅极，库内口径）。演进主线（库内 05 横评）：消隐 → 斜率 → 时间窗 → 锁定，核心诉求始终是“真导通零损耗、假信号别动作、过零前快关断”。深读入口：01_横评_同步整流SR控制器、00_总览、00_总览、00_总览。

6.4 常见误解与陷阱

7. PFC 基础：为什么 400 V 母线是“标配”

7.1 动机：整流桥+电容那道“窄脉冲计算题”

交流经桥式整流直接接电解电容，电容只在电压峰值附近被充电——输入电流是 2~3 ms 宽的窄脉冲（经验量级），不是正弦。后果有三：

  1. 功率因数（PF, Power Factor）低至 0.5~0.6（经验量级）：视在功率大，电网要送双倍的 RMS 电流。
  2. 谐波污染：窄脉冲按傅里叶展开是丰富的奇次谐波（3、5、7 次……），三相四线制下 3 次谐波在中性线同相位叠加——中性线过载是真实的火灾隐患。
  3. 法规强制：IEC 61000-3-2 对 75 W 以上谐波发射设限（Class D 适用于 PC/显示器/电视接收类设备；每次谐波的 mA/W 具体限值以标准表格为准，待核实——此处只讲来龙去脉）。出口产品不达标即不能上市销售。

PFC（Power Factor Correction，功率因数校正）的任务：让输入电流跟随输入电压的波形（整流后的正弦包络），把电流从“窄脉冲”整形为“正弦”。库内 06 分类专讲，横评见 01_横评_PFC控制器。

7.2 PF 与 THD 的关系（数值例）

电压为正弦时（电网通常如此）：

PF = cosφ / √(1 + THD²)     （THD：电流总谐波失真；φ：基波电压电流相位差）

数值例：PF=0.99 需要多干净？√(1+THD²) = 1/0.99 = 1.0101 → THD ≈ 14%。 工程含义：PF 0.99 并不要求 THD 趋零——给了环路 10~20% 的谐波预算。反过来说，把 THD 从 5% 压到 2%，PF 只从 0.9988 涨到 0.9998：过 0.99 之后继续优化 THD 收益极小。

电流核算：100 W 设备 @230 V：PF=0.55 时 I_rms = 100/(230×0.55) ≈ 0.79 A；PF=0.99 时 ≈ 0.44 A——同一台设备，电网侧电流差近一倍。

7.3 Boost PFC 与母线电压

机理：PFC 标准答案是 Boost（§2.2 的思想）：电感串在整流桥后，开关按“电流包络跟随正弦”调制，输出电容收到 380~400 V 直流（典型口径；必须高于最高输入线峰值：√2×265 = 374.7 V，留控制裕量后取 390~400 V）。

7.4 保持时间（hold-up time）：母线电容的第二使命

动机：电网掉电半个周期（50 Hz 下 10 ms）甚至一个周期（20 ms）不能让输出断——下游设备要时间做保存现场等动作。PFC 母线电容正是提供这一能量的储能元件。

C ≥ 2 × P × t_hold / (V_bus(max)² − V_uvlo²)

数值例：100 W、保持 20 ms、母线 400 V 放到下游 UVLO 330 V（假设值）： C ≥ 2×100×0.02/(400²−330²) = 4/(160000−108900) = 4/51100 ≈ 78 µF。 工程含义：保持时间按“整周期 + 裕量”定规格，电容按寿命（高温电解液干涸）降容后仍要满足——设计通常留 20~30% 电容裕量（业界经验）。

7.5 CrM vs CCM vs 图腾柱（三条路线一张图）

路线 电感电流 开关特性 功率档 库内深读
CrM（临界，谷底开通） 三角波 部分软开关、变频 <300 W NCP1622（+VSFF 限频）
定频 CCM 连续、纹波小 硬开关+二极管恢复 200~800 W NCP1654
图腾柱 CrM 临界 谷底开通+无桥省整流桥 100~500 W NCP1680
图腾柱 CCM/多模式 连续+模式切换 GaN 快桥臂 500 W~3 kW NCP1681

图腾柱（totem-pole）要点：用开关管替代整流桥（慢桥臂用工频管、快桥臂用高频管），省掉桥的 ~1~2% 损耗与热集中；代价是快桥臂高频高 dv/dt（驱动/布线难）与过零换相的 THD 陷阱（库内 06 横评口径）。

7.6 常见误解与陷阱

8. 隔离与反馈：跨过隔离带的两条路

8.1 动机

隔离电源的输出在次级“地”，控制在初级“地”——误差信息必须跨过隔离带送回去，且要满足安规（爬电/耐压）。库内所有隔离 IC（除 PSR 类）都围绕“光耦+TL431”这一组合展开。

8.2 光耦+TL431 环路骨架

次级：Vo ──分压──→ TL431（2.5 V 基准+误差放大器，兼做补偿网络载体）
                    │ 阴极拉电流
                  光耦 LED ←— R 限流
初级：光耦三极管 ──→ FB 脚（拉低 FB = 请求减占空比）→ PWM

8.3 辅助绕组的三重身份

初级侧的第三绕组（辅助/偏置绕组）一身三职：

  1. 供电：整流后给初级 IC 的 VCC（典型 10~16 V 档，各 IC UVLO 阈值见各自 01 篇），省掉辅助电源；
  2. PSR 的“传感器”：退磁期间辅助绕组电压 = 输出电压镜像（按匝比），采样它即可反推输出——省掉光耦+TL431 的 PSR（Primary-Side Regulation，原边调节）路线，精度/动态受限但成本最优（库内 01 横评“五条控制路线”之一）；
  3. QR 的“谷底探测器”：§5.3 的 VDS 振铃镜像到辅助绕组，控制器过零比较器靠它实现谷底开通。

8.4 Y 电容与共模电流（要点）

开关节点的 dv/dt 经初次级间寄生电容把共模噪声“泵”到次级地；Y 电容跨在初次级地之间，为共模电流提供低阻抗回流路径，使其不窜入电网——典型容量 1~2.2 nF（业界常见量级），上限受安规漏电流限值约束。

8.5 常见误解与陷阱

9. 保护术语表：每种保护配一个现场现象

9.1 保护清单大表

阈值数值各 IC 不同（必须查各自规格书全译的电气特性表），本节给统一口径与现场现象：

缩写 全称 管什么 现场现象（怎么认出它）
OCP 过流保护（Over-Current Protection） 逐周期限流：电流检测超阈值即关断本拍 短路/过载时开关仍在工作但输出跌落；配合 LEB 防开机前沿误触发
OPP 过功率保护（Over-Power Protection） 带输入线压补偿的功率限制（高线时提前收紧） 同一过载在 220 V 输入下保护动作、90 V 下不动作——线压补偿的特征
OVP 输出过压保护（Over-Voltage Protection） 输出超阈值（反馈断线时的后备保护） 光耦/TL431 失效 → 输出飙升 → OVP 动作停机；排查反馈链第一站
UVP 输出欠压保护（Under-Voltage Protection） 输出跌破阈值（常兼作短路判别） 输出被拖垮后彻底关断，与 SCP 联动
OTP 过温保护（Over-Temperature Protection） 结温/板温超限 夏季高温环境间歇停机、冷却后恢复（自恢复型居多，个别型号锁死）
SCP 短路保护（Short-Circuit Protection） 输出短路时进入低频打嗝，平均输入功率压到很小 输出短路时电源间歇重启，伴随可闻噪声（突发重复频率落在人耳敏感区时）
Brown-out 布朗输出/输入欠压保护 电网电压低于下限时关断，恢复阈值（Brown-in）高于关断阈值（迟滞防抖） 电压偏低/电压跌落时反复重启或不启动；NCP1342 片内集成（库内卡片口径）
打嗝 hiccup 保护后间歇自动重启 上述多数保护的动作模式：关断→延时→重试→再保护 输出间歇恢复；重试间隔即“打嗝周期”（如 NCP1342 的死区加长到 32 ms（min）级）
锁死 latch 锁定型保护 动作后停机不自动恢复，需断电（VCC 掉到 UVLO 下）复位 “拔掉插头重插才好”——OVP/OTP 常用（安全优先）
自恢复 auto-restart 自恢复型保护 故障消失后自动回正常 “过会儿自己好了”——OCP 逐周期类天然自恢复

9.2 打嗝状态机（文字图）

 正常运行 ──检测到故障──▶ 保护关断 ──延时（打嗝死区）──▶ 试重启
    ▲                                                  │
    └──── 故障已消失（自恢复）◀── 再检测 ── 故障仍在 ────┘   ← 打嗝循环

 锁死型：保护关断 → 原地停机 → 仅当 VCC 掉到 UVLO 以下（拔电）才复位

9.3 常见误解与陷阱

10. 名词—库内导航表：这个概念去哪深读

读完本篇后的建议路线（由易到难、由定频到软开关）：UC3842（懂电流模式）→ NCP1342（懂 QR/谷底）→ XDPS21071/UCC28781（懂受控 ZVS）→ UCC2897A/NCP1568（ACF 全貌）→ XDPS2201（AHB）→ HR1000A/NCP1399（LLC）→ SR 四篇（次级优化）→ PFC 四篇（前端）。

本篇概念 库内讲得最透的文档
峰值电流模式全推导、LEB、斜坡补偿（QP=1 口径） 03_内部框图与工作原理；式 37~39 见 01_规格书全译
五条控制路线（电压/电流/QR/PSR/ACF）横向对比 01_横评_反激PWM控制器
反激设计计算（匝比/V_OR/钳位/补偿全流程） 04_典型应用与设计计算；变频口径对照 04_典型应用与设计计算
CCM/DCM 取舍、RHP 零点、II 型补偿实操 01_横评_反激PWM控制器；UC3842/03
谷底开通/VLO/MPCM/Quiet-Skip 轻载三段 00_总览；03_内部框图与工作原理；路线图见 02 横评
谷底开通 ≠ 受控 ZVS 的分界 01_横评_ZVS软开关实现（表 1）
受控 ZVS：FFR 注入负磁化路线 06_设计指南精译；卡片 00_总览
受控 ZVS：ACF 自适应死区+直驱 SR 00_总览；次级 ZVS SR 见 00_总览
ACF 钳位电容复位、漏感回收 01_横评_有源钳位ACF控制器；经典框图走读 03_内部框图与工作原理；实机数据见 06_EVBUM2734精译
LLC 谐振腔、死区设计、变频增益 06_AN151设计指南精译（分步设计+90 W 实例）；电流模式谐振对照 03_内部框图与工作原理；见 04 横评
AHB、ZV-RVS、PD 高密度 03_内部框图与工作原理；见 03 横评
SR 判据哲学（消隐/斜率/时间窗/锁定） 01_横评_同步整流SR控制器；各代表卡片：NCP4307、MP6908、MP6922、TEA1995T
PFC 双环、CrM/CCM/图腾柱路线 01_横评_PFC控制器；深读卡片 NCP1622、NCP1654、NCP1680、NCP1681
隔离反馈、TL431、光耦 CTR、II 型补偿 04_典型应用与设计计算（手工补偿实例）；PSR 路线见 01 横评
保护状态机、Brown-out、打嗝/锁死 各 IC 00_规格书全译.md 的保护流程图节（样板 01_规格书全译）；现场排查树见 05_设计要点_常见陷阱与故障排查、05_设计要点_常见陷阱与故障排查
规格书怎么读（typ/min/max、测试条件） 全库 00_规格书全译.md 系列（全译覆盖 18/18，样板口径见 01_规格书全译）

精炼速查

A. 拓扑公式（CCM 理想）

拓扑 输出电压 主线数值例
Buck Vout = D·Vin 12→5 V：D=0.417
Boost Vout = Vin/(1−D) 3.7→5 V：D=0.26
Buck-Boost（反相） Vout = −Vin·D/(1−D) 12→−5 V：D=0.294
反激（隔离 Buck-Boost） 伏秒平衡 Vin·D = V_OR·(1−D) → D = V_OR/(Vin+V_OR)；Vo = V_OR/n − Vf 24 W 例：n=10，V_OR=125 V

B. 反激设计四件套（全库应用篇统一口径）

量 公式 主线代入
反射电压 V_OR = n·(Vo+Vf) 10×(12+0.5)=125 V
尖峰预算 V_DS(max) = V_bulk(max)+V_OR+30%·V_OR 375+125+37.5≈538 V < 650 V 管
每周期储能 E = ½·Lm·Ip² = P_out/fsw 369 µJ → Ip=1.11 A @600 µH/65 kHz
CCM/DCM 边界 P_bnd = Vin²·V_OR²/(2·Lm·fsw·(Vin+V_OR)²) 600 µH→99.8 W（全程 DCM）；2.5 mH→24 W（高线临界）

C. 判据速查

判据 内容
模式判断 电感（磁化）电流是否过零：不过零 CCM / 过零休止 DCM / 恰好归零 CRM
次谐波稳定 m_c > (m2−m1)/2；统一取 m_c = m2/2 对一切 D 稳定（D≤50% 可不补）
RHP 零点 带宽 ≤ f_RHPz/4（CCM 反激/Boost 专属限制）
补偿口诀 零点放穿越频率 1/10 处补相位；极点放 RHPz/ESRz 压增益；PM ≥45°（工程 60°）
谷底电压 V_valley ≈ V_bulk − V_OR（无阻尼理想值）
死区估算 I_Lm·t_dead ≥ 2·C_eq·V_bus（200 pF/400 V/0.5 A → ≥320 ns）
保持电容 C ≥ 2·P·t_hold/(V_bus(max)²−V_uvlo²)（100 W/20 ms/400→330 V → 78 µF）
功率因数 PF = cosφ/√(1+THD²)；PF 0.99 ↔ THD≈14%
母线下限 V_bus > √2×V_ac(max)（√2×265=374.7 V → 取 390~400 V）

D. 损耗速查（数值例口径）

损耗 公式 主线代入
交越损耗 P = ½·V·I·(t_r+t_f)·fsw 400 V/2 A/40 ns/100 kHz → 1.6 W
结电容损耗 P = ½·Coss,er·V²·fsw（用能量等效值！） 47 pF/400 V/100 kHz → 0.38 W
二极管 P ≈ Vf·Io 0.5 V×2 A → 1.0 W
同步整流 P = I_rms²·Rds(on)，三角波 I_rms² = I_pk²·D_m/3 11.1 A 峰/10 mΩ → 0.14 W
线性调整管 P = (Vin−Vout)·I 7 V×1 A → 7 W（对比 Buck ≈0.4 W）

E. 术语一行表（原表扩充）

缩写 全称 简述
ZVS/ZCS 零电压/零电流开关 开通时电压≈0 / 动作时电流≈0
CCM/DCM/CRM 连续/断续/临界导通 电感（磁化）电流是否过零
QR 准谐振（Quasi-Resonant） 谷底开通的变频反激
ACF 有源钳位反激 钳位开关回收漏感+初级 ZVS
AHB 不对称半桥 上下管不等时导通的谐振半桥
LLC L-L-C 谐振 谐振腔全软开关的半桥/全桥
SR 同步整流（Synchronous Rectification） MOSFET 代替整流二极管
PSR 原边调节（Primary-Side Regulation） 省光耦，辅助绕组采样
PFC 功率因数校正 CrM/CCM/交错/图腾柱
THD 总谐波失真（Total Harmonic Distortion） 窄脉冲电流的谐波含量
OPP/OCP/OVP/OTP 过功率/过流/过压/过温 四大保护（+UVP/SCP/Brown-out）
RHPz 右半平面零点 增益升相位降，带宽的限制因素
LEB 前沿消隐（Leading-Edge Blanking） 开通瞬间屏蔽电流尖峰
CTR 电流传输比（Current Transfer Ratio） 光耦的“增益”，会漂移
MPCM 最小峰值电流调制 QR 轻载降电流的手段
VLO 谷底锁定（Valley Lockout） 按负载锁工作谷，防谷间跳动
FFR （英飞凌 XDPS21071 路线） ZVS 绕组+负磁化注入的单开关受控 ZVS
ZV-RVS 零电压-谐振软开关 XDPS2201 AHB 的初级软开关方式
UVLO 欠压锁定（Under-Voltage Lockout） VCC 不够不开机，防误动作
CrM 临界导通模式（Critical Conduction Mode） 电流恰好归零即开通，谷底就在此刻
COT 恒定导通时间（Constant On-Time） 比较器触发式定宽，免补偿

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