HR1000A — 02 内部框图与工作原理

对标 TI 数据手册的 “Detailed Description” 一章：Overview → 框图走读 → 每个功能一小节 → Device Functional Modes。 依据：HR1000A DS Rev 1.02 功能描述（P13~19）、框图（P12 图 1）、流程图（P22）、典型波形（P23）；定量核算用 AN151 90 W 实例数字（Lm=850 µH、Lr=100 µH、匝比 31:3、fmin=60 kHz）。fr/Cr 未在原文印出，本文按 AN151 式 54 反推 fr≈100 kHz、Cr≈26 nF，标注“本库推算”。

本篇总结

1. HR1000A 的控制律要点：占空比固定在 50%、死区固定在 350 ns，唯一可调的是频率——误差放大走光耦，光耦电流改写 Fset 脚电流，振荡器把电流转换为频率。理解了“电流→频率→增益→输出电压”这条链，框图上每个模块就都有归属。
2. 振荡器是“电流控制的三角波”：CT 在 0.9~3.8 V 之间被充电（IS-1）/放电（IS-2，电流是充电的两倍）——充放电各占半周，这就是 50% 占空比从硬件上“免费”来的原因。
3. ZVS 不是靠检测而是靠“预算”：死区里磁化电流像一只恒流源，必须在 350 ns 内把两只 MOSFET 的输出电容搬过整个母线电压。90 W 实例核算：磁化电流 0.58 A，需要 0.23 A（Ceq=100 pF 假设），余量 2.5 倍——Lm=850 µH 就是这么“算出来的上限”。
4. LLC 无法逐周期限流（频率变化至少下一周期才生效），HR1000A 的应对是“降级三连”：频移限流（0.8 V）→ 强制最高频最小功率（TIMER 2 V）→ 停振打嗝（3.5 V→0.3 V）→ 重启，把短路平均输入功率压到极低。
5. 启动从最高频率开始不是惯例而是物理：谐振腔增益与频率成反比，“软启动”只能是频率从 fstart（≥4×fmin）指数下降的轨迹，CSS 的充电节奏匹配谐振腔建立能量的节奏 → 输出单调、过冲小。
6. 轻载增益坍塌是变频 LLC 的固有矛盾：所需增益低于增益曲线可达最小值时，频率顶到 fmax 也压不住输出——只能断波（突发模式），Burst 脚就是这只“断波开关”。
7. 固定死区的取舍：350 ns 在 100 kHz 只占半周 7%，在 600 kHz 占 42%——这就是“最高 600 kHz”写进特性表、实用却停在 100~300 kHz 的真实原因。

功能模块索引

1. Overview：芯片在系统里的位置

 AC ──► PFC(MP44010) ──400 V──► 半桥(QH/QL) ──► 谐振腔(Cr-Lr-Lm) ──► 变压器 ──► SR 整流(MP6922) ──► 19 V
                                    ▲                │谐振电流(CS)      │次级电压
                                    │                ▼                  ▼
                              HG/LG ◄── HR1000A ◄── 光耦反馈(误差放大在次级)

类比：LLC 像一辆只有“油门”没有“挡位”和“刹车”的车——占空比（挡位）固定在 50%，转速（频率）是唯一可控量；想输出低就踩高转速（增益曲线随频率下降），想输出高就降转速。HR1000A 整个芯片就是这台“发动机的调速器”：采样输出（光耦）→ 定转速（振荡器）→ 点火（半桥驱动，管死区）→ 超速保护（两级 OCP+打嗝）。

2. 框图走读（按信号流）

沿信号流从左到右走一遍（对照上图）：

1. 频率生成链：Fset（脚 4） networks → 内部电流镜（Ifmin，1 A/A）→ VCO → Control Logic。光耦三极管从 Fset 网络分走多少电流，VCO 频率就变多高——这是全芯片唯一的“控制输入”。
2. 分相与死区：Control Logic → DEAD TIME（固定 350 ns）→ DRIVING LOGIC 出两路互补 50% 信号；一路直接进 LOW SIDE DRIVER → LG；一路经 LEVEL SHIFTER（电平移位，跨过 400 V 摆动的 SW）进 HIGH SIDE DRIVER → HG。
3. 供电与悬浮：VCC 经 UV DETECTION（UVLO 11 V/8.2 V）和 20 V 稳压管钳位；高侧的“地”是 SW（脚 14），“电”是 BST（脚 16）——框图右上角画出了 BST 电容与谐振腔的连接。自举的定量核算（机理为业界共识、数值为本库推算）：每个周期高侧驱动都从自举电容取走栅电荷 Qg，压降 ΔV=Qg/Cbst——Qg=30 nC、Cbst=1 µF 时仅 30 mV，纹波可忽略；真正要留余量的是电平移位器每次跨越 SW 摆动消耗的电荷，以及低侧导通半周的再充电窗口（fmin 端半周最长、充电最从容；fmax 端反而吃紧）。Cbst 太小的现场症状是“高侧栅幅度随频率升高变矮”→ 开通变慢、轻载先丢 ZVS——这就是 03 建议自举电容直接取上限 1 µF 的原因。
4. 保护汇流：CS 进 0.8 V/1.5 V 两只比较器；TIMER（脚 2）进 Control Logic；LATCH（1.85 V）经 SR 锁存器输出 DIS（disable）；Burst（1.25 V）输出 STANDBY；BO 经 1.25 V/5.5 V 两比较器给出 LINE_OK；OVP/OTP/CS/LATCH/Burst/BO 六路信号汇入一个多输入或门（图 1 右下），任一有效即开通放电三极管把 PFC 脚拉低——框图右下这只三极管就是“PFC 联动”的全部硬件。

读框图的收获：这张图里没有任何“误差放大器”——误差放大在次级（TL431 类），HR1000A 只收光耦电流。它是“执行器”，不是“控制器全包”方案（与 UC3842 内置误差放大+基准的硬开关方案形成对照）。

3. 振荡器与频率编程

机理（对照图 3）：一个周期从 IS-1 给 CT 充电开始；CT 电压到 3.8 V 峰值阈值时比较器翻转，改由 IS-2 放电——IS-2 的电流是 Fset 脚源电流的 2 倍，所以放电速率 = 充电速率 → 充放电时间相等 = 50% 占空比（图 2 中 CT 三角波与 LG/HG 的对应关系）。CT 回落到 0.9 V 谷值阈值时 IS-2 关断、新周期开始。

Fset 三支路的分工（每支路一个频率锚点）：

公式与代入（DS 原文公式）：

fmin = 1/(3·CT·Rfmin)              fmax = 1/(3·CT·(Rfmin∥RFmax))

用 DS 测试条件（= 90 W 评估板实值）复算：CT=470 pF、Rfmin=12 kΩ → fmin = 1/(3×470×10⁻¹²×12×10³) = 59.1 kHz，与 AN151 实例 fmin=60 kHz 一致（CT 谷值/峰值 0.9/3.8 V 与 3 倍系数来自三角波几何：0.9~3.8 V 摆幅 2.9 V，等效充电窗口 ~3×RC 时间量级——系数 3 是厂商按内部阈值推导好的，直接用）。 若取 RFmax=7.5 kΩ：Rfmin∥RFmax = 4.62 kΩ → fmax = 1/(3×470 pF×4.62 kΩ) = 153.7 kHz ≈ 2.6×fmin。

权衡（CT 取值）：CT 大 → 同频率下充放电电流小 → 振荡器功耗低、抗噪好；但 DS 官方注明确：低温下 Fset 源电流能力下降，CT 大了可能充不到 3.8 V、频率跑偏 → 低温高频应用 CT ≤330 pF。设计含义：别把 CT 当“随便取”的定时电容，它是频率精度的半个决定者（另半个是 Fset 2 V 基准 ±4%）。

控制到频率的传递：光耦电流增大 → Fset 脚被抽走的电流增大 → 等效网络电阻变小 → 频率升高 → 增益下降 → 输出电压下降。这是一条反相链：输出偏高 → 光耦电流大 → 频率高 → 输出回落，负反馈自洽。

4. 50% 定占空比 + 变频：控制律推导

动机：为什么 LLC 将占空比固定？——因为谐振腔的增益只取决于频率比 fn = fs/fr，调占空比的收益远小于调频率，而固定占空比带来两大收益：①变压器伏秒每周期严格对称，②驱动时序最简单（一个振荡器分两相）。

推导（FHA，AN151 式 3~6）：

• 半桥中点 Vab 是 0↔Vdc 的 50% 方波，Cr 隔直后加在谐振腔上的是 ±Vdc/2 对称方波——Cr 既是谐振电容又是隔直电容（一物两用，这是 LLC 结构上最聪明的一点：占空比 48~52% 的误差造成每周期伏秒失衡，Cr 上的直流压降自动吸收，变压器不会台阶饱和）。
• 输入基波幅值：Vab(1) = (2/π)·Vdc（式 4）；输出基波：Vo(1) = (4/π)·Vo（式 5）。
• 增益（次级折算到初级，半桥口径）：M = N·Vo/(Vdc/2)，其频率特性由式 6 给出（见 §6）。
• 50% 固定后，M 只剩 fn 一个自变量（h、Q 由硬件定死）→ 控制律退化为一条单调映射：fs = f(Vo_error)。这就是“电压模式变频”五个字的全部内容。

死区与直通：50% 意味着两路驱动理论上“无缝衔接”——上管关断瞬间下管就要开通。直通风险由 350 ns 固定死区阻断：两只管在死区里同时关断，既保证不重叠，又给了 ZVS 换流的时间窗（§5）。权衡：死区太长 → 每半周损失 tdead/T 的有效占空比（100 kHz 时 7%，600 kHz 时 42%——传输能力大幅缩水）；死区太短 → 换流未完成 → 硬开通。HR1000A 用“一个对大多数 100~300 kHz 应用都合理的折中值”换掉了用户整定的麻烦——这是它与 HR1001（自适应死区）/NCP1399（可编程死区）的核心代差。

Cr 隔直偏压的定量——这项无代价防护的实际作用（FHA 一阶口径，本库推算）：设高侧实际占空比 D（规格 48~52%），一个周期内加在“谐振腔+变压器初级”上的平均电压 = Vdc·(2D−1)。稳态下 Lm 不允许任何直流分压（否则磁通逐周期台阶增长直至饱和）——这个直流分量只能由 Cr 充出一个直流偏压来平衡：

VCr,dc = Vdc·(2D−1)  →  最坏 D=0.52、Vdc=400 V：VCr,dc = 400×0.04 = 16 V

再叠交流分量：谐振电流基波峰值 ≈1 A（03 步骤 11 口径）流过 Cr 的容抗 XCr = 1/(2π·fs·Cr) = 1/(2π×100 kHz×26 nF) ≈ 61 Ω → 交流峰值 ≈ 61 V。Cr 的总应力是“±61 V 摆动骑在 16 V 直流上”——薄膜电容选 630 V~1 kV 耐压、留一倍以上余量即标准做法（DS 图 18 的 1 kV 电容组与此自洽）。设计含义：同样 4% 的占空比失衡，在硬开关半桥里是“变压器每周期吃 16 V 直流、毫秒级饱和”的事故，在 LLC 里只是 Cr 上 16 V 的静默偏压——把 Cr 称作 LLC 的“伏秒保险丝”并不夸张。

5. ZVS 机理与死区换流的定量核算

机理：死区开始瞬间（上管刚关断），谐振腔电流 ≈ 励磁电流峰值 Im（负载分量已折算进谐振电流，死区窗口里起主导作用的是励磁电感上的电流——Lm 大、电流变化慢，可视为恒流源）。这只“恒流源”持续给下管输出电容充电、上管输出电容放电，把 SW 从 0 拉向 Vdc。SW 摆到 Vdc 后，上管开通时其 vDS=0 → 零电压开通（ZVS），Coss 无损失、体二极管自然换流。

AN151 的预算式（式 25/26）：

Im·tdead = 2·Ceq·Vin          （死区内磁化电流搬完两只管的电容电荷）
Lm < T·tdead/(16·Ceq)         （半桥，改写成 Lm 上限）

用 90 W 实例核算（每步可复算）：

1. 磁化电流峰值（式 13 代入）：Im = N·Vo·T/(4·Lm) = 10.33×19.2 V×10 µs/(4×850 µH) = 0.58 A（fs=fr=100 kHz，T=10 µs；N·Vo=198.4 V 为次级折算电压）。
2. ZVS 需要的电流（式 25 代入，Ceq=100 pF 为本库假设——600 V 级 superjunction MOSFET 的有效输出电容+杂散的典型量级，随管型变化，待核实）：Im_min = 2×100 pF×400 V/350 ns = 0.23 A。
3. 余量 = 0.58/0.23 ≈ 2.5 倍 ✓——AN151“在满足 ZVS 前提下取最大 Lm”的 850 µH 有明确裕量。
4. 反过来问：850 µH 最多容忍多大 Ceq？Ceq_max = Im·tdead/(2·Vin) = 0.58 A×350 ns/800 V = 255 pF；用式 26 交叉验证 T·tdead/(16·Lm) = 10 µs×350 ns/(16×850 µH) = 257 pF ✓（两条路一致）。选管时 Coss(eff)+杂散 >~250 pF 就会丢 ZVS。
5. 轻载/高频端的隐患：Im 与周期成正比（式 13）。若 fmax 编到 200 kHz（T=5 µs）→ Im=0.29 A，余量缩到 1.27 倍；300 kHz → Im=0.19 A < 0.23 A → ZVS 丢失、部分硬开关。设计含义：fmax 不是越高越好，它是“最轻负载 ZVS”和“轻载调节”的折中（轻载问题另见 §8 的突发模式）。

权衡总结（为什么“死区固定”仍能用）：ZVS 需要“电流够”，而电流来自 Lm 偏小；导通损耗想要“电流小”，又需要 Lm 偏大——Lm 取值是 ZVS 与导通损耗之间的核心权衡（AN151 §2.4 主线结论）。固定死区将这一权衡的一端固定，设计者以“最坏工况下够用”的 Lm 为代价。

6. LLC 增益曲线的定量讨论

FHA 增益（AN151 式 6，按标准形式重排——原文 ASCII 排版有歧义，此式已用“fn=1 时 M=1”与“h→∞ 退化为串联谐振”两点校验）：

             1
M = ─────────────────────────────────────
    ┌─────────────┐2   ┌──────────┐2
    │ 1 + 1/h·(1−1/fn²) │ + │ Q·(fn−1/fn) │
    └─────────────┘    └──────────┘
  h = Lm/Lr（式7）  fn = fs/fr（式8）  Z0=√(Lr/Cr)（式9）  Q = Z0/Req（式10）

90 W 实例的参数落地（Lm=850 µH、Lr=100 µH 为 AN151 事实；fr/Cr 为本库推算）：

• h = Lm/Lr = 8.5（落在 AN151 推荐的 4~10 内）；
• fr 由式 54 反推：fr = fmin·√(1+h·(1−1/Mmax)) = 60 kHz×√(1+8.5×0.2) = 98.6 kHz → Cr = 1/((2π·fr)²·Lr) ≈ 26 nF；
• 等效负载 Req = (8/π²)·N²·RL（式 3）：RL=19.2²/90.2=4.09 Ω，N²=106.8 → Req ≈ 354 Ω；
• 特征阻抗 Z0 = √(100 µH/26 nF) ≈ 62 Ω → Q = 62/354 ≈ 0.18。

代入式 6 画几个点（h=8.5、Q=0.18）：

三个可读出的设计事实：

1. fn=1 的负载无关点是增益曲线的“锚”：正常输入+满载设计工作在此附近（效率最优，AN151 §3.1），输入掉电时靠向 fn 降频滑到 1.25。
2. Q=0.18 相当“瘦”：轻 Q 曲线在峰附近很陡——fmin 附近每降 10 kHz 增益涨 ~0.2，环路增益高；但峰值增益（~2.1 @fn≈0.34）在 fmin 钳位之下不可用——实际可用增益 = M(fmin)≈1.25，刚好覆盖 holdup 需求，零裕量。AN151 原文口径“60 kHz 处可达增益 1.41>1.25 ✓”，本库按式 6 复算 M(60 kHz)≈1.23~1.25，1.41 更接近 fn=0.5 处的值——两口径差异待核实（AN151 未印 fr/Cr，无法完全复核）；设计时按 1.25 留裕量更稳。
3. h×Q 的代价（AN151 §2.4 结论）：初级 RMS 电流随 h×Q 增大而降，但 h×Q>6 后收益饱和（次级 >1 即饱和）。本例 h×Q=8.5×0.18=1.53，初/次级 RMS 都还有优化空间——即若把 Lm 降下来（h↓）换磁芯更小，导通损耗的代价有限；这是磁芯尺寸与效率的折中轴。

7. 启动与软启动：多周期的频率轨迹

动机：硬开关拓扑的软启动是“占空比从 0 缓升”；LLC 占空比固定，且增益与频率成反比——所以软启动 = 从最高频率 fstart 开始，按指数轨迹降频，直到闭环接管。fstart 越高增益越低，浪涌能量越小。

机理（为什么是指数轨迹）：启动瞬间 SS=0 V → RSS 与 Rfmin 并联 → 网络电阻最小 → fstart = 1/(3·CT·(Rfmin∥RSS))。随后 CSS 从 0 V 被 Fset 的 2 V 基准经 RSS 充电——RC 充电天然“先快后慢”，频率随之“先猛降、后缓降”（DS 原文：exponential curve）。时间常数约 5×RSS×CSS——多周期的意思：这不是一个周期内的斜坡，而是成千上万个开关周期里频率的连续滑落，谐振腔和输出电容有足够时间逐周期建立能量。

上图即 DS 图 8 的全部接线：RSS+CSS 串联后并在 Fset–GND 之间——启动期 CSS 未充电、RSS 与 Rfmin 分流（频率顶到 fstart），CSS 充满后该支路电流归零、频率交还给 Rfmin/光耦决定，稳态零贡献。

代入（接 03 的设计）：fstart=4×fmin=240 kHz → RSS = 12 kΩ/(4−1) = 4 kΩ；CSS = 3×10⁻³/4000 = 750 nF → 取 680 nF → 软启动时长 ≈ 5×4 kΩ×680 nF = 13.6 ms。核实：RSS=4 kΩ 时 Rfmin∥RSS = 3 kΩ → fstart = 1/(3×470 pF×3 kΩ) = 237 kHz ✓。

为什么输出单调（DS 特性“非线性软启动”）：指数降频的“先快后慢”正好反演谐振腔增益-频率特性的“先缓后陡”——两个非线性互相抵消，输出电压爬升近似线性、到设定点附近过冲很小。若用线性频率斜坡，在增益陡段会过冲（推断：线性斜坡过冲的机理，DS 未展开）。

每次“重启”都带软启动：任何关断条件（打嗝到点、BO 动作、OTP、UVLO）都会把 SS 电容经 120 Ω 内部开关放掉（680 nF → ~80 µs 放完）→ 重启必然从 fstart 重新来——这是“打嗝重启不会带着满能量砸进谐振腔”的保证。例外：突发模式恢复不触发软启动（Burst 只是门驱动暂停，SS 保持原态）——输出仍在调节带内，无需从头来。

8. 突发模式：轻载增益坍塌的出路

问题机理（轻载增益坍塌）：负载变轻 → 所需增益变小 → 频率升高。但增益曲线在高频端趋于平坦（fn>1 后 M→1/h·(1+…) 的渐近线，下降越来越慢），而且 fmax 是有上限的（ZVS 磁化电流、死区损耗、振荡器范围）。当“所需增益 < 增益曲线在 fmax 处的最小可达值”时，频率已达 fmax 仍无法降低输出——输出电压开始上漂，光耦饱和，环路失权。

HR1000A 的应对：断波。Burst 脚检测与反馈相关的电压（经电阻从“光耦-Fset”节点取样）：负载低于门限 → 输出必偏高 → 光耦电流增大 → Rfmax 上电压升高 → Burst<1.25 V → HG/LG 关断（Fset 只剩 2 V 基准、SS 保持、功耗降到 1.5 mA 档）；输出被负载拖落 → 光耦电流减小 → Burst 回升 >1.25 V+100 mV → 恢复发波（不重走软启动）。输出就这样在一组组“最高频率脉冲串”之间维持——平均开关频率大幅下降，励磁电流的平均损耗同步下降（DS：reducing the average residual magnetizing current）。

为什么脉冲串在最高频率：既然要“少传能量”，就把每串脉冲都开在增益最低的 fmax——单波传能最小、突发分组最细、输出纹波最小（DS 明确 Rfmax 同时决定突发模式的最大频率）。

宽输入范围的门限漂移：输入电压也影响工作频率（输入低 → 频率被拉低）→ 同样 Burst 门限对应的负载功率 PBurst 随输入漂移。DS 图 5 的处方：把输入电压信号经 RB1/RB2 注入反馈（两支路总阻远大于 RH，避免干扰 BO 脚），RB1/RB2 按实验修正——门限整定没有闭式公式（业界经验：按最低输入、门限负载实测 Burst 波形调）。

上图即 DS 图 5：Vin 经 RH/RL（BO 分压）与 RB1/RB2 两路同时参与反馈取样——输入低时注入的偏置电流多、门限自动前移，把 PBurst 在宽输入范围内拉平；RB1+RB2 ≫ RH 保证这条“稳定化支路”不反过来干扰 BO 脚的母线检测。

PFC 联动的自洽：突发门关断时 PFC 脚同步拉低（框图六输入或非逻辑）——待机时 PFC 停、母线不再被抬、下一串脉冲来时输入状态干净。

9. 保护体系：每个阈值的物理机理

9.1 为什么 LLC 不能逐周期限流

硬开关电流模式的“每个周期比较一次、超了就关管”在 LLC 上物理不可行：电流检测动作只能改频率，而频率改变要到下一个开关周期才影响传能——“本周期已经超的电流”无法追回（AN151 §3.7.C 原文：逐周期限流不可能）。更糟的是，短路时若直接停振再重启，重启瞬间谐振腔可能落在容性区 → 硬开通炸管。所以 LLC 的过流必须是“软的、有梯度的”。

9.2 两级 OCP 的分工

输出短路时第一级动作的净效果：初级峰值电流近似恒定（DS 原文）——频率被顶上去后，谐振腔每周期从母线“取”的能量固定，电流不再随短路深度增长。250 ns 前沿消隐负责把开通振铃挡在比较器外（注意消隐只滤“开通后 250 ns 内”，振铃拖长就会漏过——RC 滤波与之配合，见 01 §3.2）。

DS 内部口径矛盾（照录）：第一级迟滞在引脚定义写 50 mV、功能描述写“回落 0.79 V（10 mV 迟滞）”——设计按触发 0.8 V、恢复点实测确定。

9.3 TIMER 与打嗝：三段降级

CS>0.8 V 期间，130 µA（80~180 µA）电流源给 CTimer 充电（RTimer 同时缓慢放电——所以 tOC 没有闭式解，净充电速率取决于“每周期里 CS>0.8 V 的占比”，DS 明确按实验整定：加大 CTimer 每档约 +100 ms 运行时长）：

1. CS>0.8 V、TIMER<2 V：频移限流运行（第一级）；
2. TIMER≥2 V：SS 全放电 → 频率强制 = fstart（传能最小的“怠速”档，DS 图 12 的 Pmin 段）→ TIMER 继续充到 3.5 V；PFC 已被拉低；
3. TIMER≥3.5 V：停振、充电源关、RTimer 放电到 0.3 V → 重新软启动。

停振期时长有闭式解：t_OFF = RTimer·CTimer·ln(3.5/0.3) ≈ 2.5·RTimer·CTimer（RTimer=100 kΩ、CTimer=1 µF → 0.25 s）。原文另印 2 V→3.5 V 段 t_OP = 10⁴·t_Timer——下标口径与 RC 充电模型对不上（恒流充电该段应与 CTimer 成正比、约为第一段的 0.75 倍），属原文排版歧义，待核实；设计时此段时长以实测为准，可靠可算的只有 t_OFF。

这套梯子的净效果（DS 的卖点句）：变换器在短路条件下以极低的平均输入功率间歇工作——限流段限制单周能量、强制 fstart 段把功率再压一档、停振段完全归零。

9.4 BO：电流迟滞的物理与一脚两用

BO<1.25 V → 关闭门极驱动、放掉 SS 电容、PFC 拉低（不锁存）；母线恢复 >1.25 V → 带软启动重启。迟滞是“电流式”的：BO<1.25 V 时内部 12 µA（9~15 µA）电流源开启，在 RH 上叠加 12 µA×RH 的电压台阶——RH 兆欧级时台阶就是几十伏的母线迟滞窗（RH=3.3 MΩ → 40 V typ）。附加的一脚两用：BO 被内部稳压管钳在 5.5 V（5.1~5.8），钳位动作本身触发关断（不锁存）→ 同一引脚完成 Brown-out+输入 OVP+远端 ON/OFF（外部三极管拉低 BO 即“遥控关机”）。

9.5 LATCH / OTP / VCC 钳位

• LATCH（1.85 V，1.75~1.95）：外部锁存入口（典型：次级 OVP 光耦）。复位只认“VCC 掉出 UVLO”——意味着锁存后辅助绕组若继续供电，IC 保持 350 µA 残余功耗等人工干预；
• OTP：150 °C 关断 / 120 °C 恢复（40 °C 迟滞防振荡）。距 TJ 极限 150 °C 零裕量——它是最后防线，不是热管理工具；
• VCC 故障钳位：任一故障状态下 VCC 被钳在 15.3 V（吸 6 mA）——打嗝/锁存期间辅助绕组电压漂高（负载减轻、或启动电阻持续充电）时保护 IC 与栅氧。设计含义：辅助供电不必做精密稳压，钳位是官方提供的后备保护。

9.6 七状态机与一张波形图

DS 流程图（上图）列出七个并列监测状态：锁存关断 / OCP（CS）/ OCP（TIMER）/ OTP / Brown-out / UVLO / 突发模式，每个状态都是“监测→动作（停脉冲+放 SS 电容+PFC 拉低，或锁存）→恢复条件”。排障读法：把实测的 VCC、SS、CS、TIMER、BO、Burst 六路波形与上图对齐，状态机当前停在哪一目了然（05 的 00 译者附注也强调：先查状态机判定状态）。注意 DS 流程图写充电电流 150 µA、EC 表与引脚定义写 130 µA——手册内部不一致（照录），按 130 µA（typ）设计、按 80~180 µA（min/max）校验。

10. Device Functional Modes（功能模式总表）

精炼要点

上一级：HR1000A