NCP1568 规格书全译 —《AC-DC Active Clamp Flyback PWM IC》

原文：onsemi《NCP1568 AC-DC Active Clamp Flyback PWM IC》Datasheet，文档编号 NCP1568/D，Rev. 5，2021 年 8 月（© Semiconductor Components Industries, LLC, 2018），正文页码 1–39，末尾另附 TSSOP16 封装机械图 1 页（CASE 948BW，ISSUE O，文档 98AON73784G）。原文 PDF：datasheet/NCP1568_datasheet.pdf。 本篇为规格书全文忠实翻译：逐节覆盖描述/特性/订购/引脚定义（全引脚）/绝对最大额定值全表/推荐工作条件/电气特性全表（min/typ/max 逐行）/功能描述全节（式 1~5 保留并含原文代入数字例）/保护与故障行为/典型特性曲线逐图清单（图 32~56）/型号解码/封装信息。版权归 onsemi。 ⚠️ 文本提取存在 glyph 替换（kW→kΩ、mF→µF 等）与单位疑误（多处 mA 应为 µA），以及原文正文与特性表不一致处，均以「译注」标明，以电气特性表为准；汇总见文末译者附注。 插图为原版图翻拍（img/ds17_*.png 为本轮新增：典型应用、引脚配置、内部框图、HV 引脚连接、启动/掉电/掉线时序、ACF↔DCM 转换波形、占空比与频率调制、驱动器框图、死区时间与模式识别、FLT 框图、限流比较器、OCP/SCP 时序；img/fig10_多模式频率转换.png、img/fig13_ZVS数字调频.png 为此前翻拍的同一规格书原图），图注标明原版图号。

1. 描述（DESCRIPTION）

NCP1568 是一颗高集成度 AC-DC PWM 控制器，用于实现有源钳位反激（Active Clamp Flyback, ACF）拓扑。NCP1568 采用专有变频算法，使超结（Super-Junction）MOSFET 或氮化镓（GaN）FET 在全输入线、全负载与全输出条件下实现零电压开关（Zero Voltage Switching, ZVS）。ZVS 特性通过提高工作频率并保持高效率来提升变换器的功率密度。ACF 运行简化了 EMI 滤波器设计，避免对系统中其他敏感电路的干扰。NCP1568 内置高压（HV）启动电路、强劲的低边驱动器，以及供有源钳位 FET 使用的 5 V 逻辑电平驱动器。适用于 AC-DC 适配器、工业、通信、照明以及其他对功率密度有重要要求的应用。NCP1568 还具备多模式运行，可在 ACF 模式与**断续导通模式（Discontinuous Conduction Mode, DCM）**之间转换，以满足世界各地的法规要求；待机时进一步实施跳周期（skip），获得优异的待机功耗。灵活的控制方案与用户可编程特性相结合，使 NCP1568 既可搭配超结 MOSFET（Si）也可搭配 GaN FET 使用。

2. 特性（FEATURES，全译）

拓扑与控制方案：有源钳位反激拓扑有助于实现 ZVS；专利多模式运行提升轻载效率；专利自适应 ZVS 允许在高频运行的同时降低 EMI；主管与有源钳位 FET 均内置自适应死区时间；峰值电流模式控制并内置可选斜坡补偿（Slope Compensation）；控制方案灵活可编程，可配置外接硅（Si）FET 或 GaN FET。

DCM 与轻载运行：用户可编程的可选 DCM 转换；集成频率折返（Frequency Foldback）与最低频率钳位，待机模式性能最优；最低频率钳位与静音跳周期（Quiet Skip）消除可闻噪声；待机功耗 < 30 mW。

集成高压与启动电路：700 V 启动电路；交流线掉电（Brownout）检测。

驱动器：低边驱动拉/灌 0.85 A/1.5 A；有源钳位驱动输出 65 mA/150 mA。

振荡器：频率可编程 100 kHz ~ 1 MHz；内部软启动定时器，4 种选项。

保护：专用 FLT 引脚，兼容热敏电阻；可调过功率保护（Over Power Protection, OPP）；多种故障可选自动恢复（Auto-Recovery）或锁定（Latched）；内部热关断。

应用：USB Power Delivery、笔记本适配器、高密度充电器、工业电源。

3. 订购信息（ORDERING INFORMATION）

详细订购与发货信息见原文第 2 页封装尺寸一节。订购表（列：LEB/DTMAX/T_ZVSA、T_ZVSB、ACF FET 软启动时间、ACF FET 软停止时间、LDRV 关断到 HDRV 或 ADRV 开通的固定死区、ATH 引脚映射、封装、包装）：

† 编带方向与卷盘规格见 onsemi《Tape and Reel Packaging Specifications Brochure》BRD8011/D。

打印标识（Marking Diagram）：TSSOP-16（DT 后缀，CASE 948BW）：1568 / XXX / ALYWG / G——1568＝特定器件代码；XXX＝具体变体（S02、G03、G04）；A＝装配地；L＝晶圆批号；Y＝年份；W＝周次；G＝无铅封装（微点可能位于任一位置）。

4. 引脚配置（图 2 引脚图 + 表 1，全引脚逐一列出）

TSSOP-16 封装实际 12 个引脚：脚 2、3、14、15 因爬电与电气间隙合规而移除。排布：1 HV｜4 FLT｜5 RT｜6 DTH｜7 FB｜8 CS｜9 GND｜10 LDRV｜11 VCC｜12 ADRV｜13 ATH｜16 SW。

表 1 引脚功能描述（全译）：

5. 典型应用与内部框图（图 1 / 图 3）

图 1 典型应用电路：EMI 滤波器＋ CIN → HV；有源钳位网络（钳位二极管 ES1JAF（D5）＋ CCLAMP/RCLAMP）；NCP1568 输出 LDRV 直驱主管 Q1，ADRV 送 NCP51530 高边驱动器（BST/HB 自举）驱动钳位管 Q2；FLT 接 NTC1 与 CFLT；RT/RT、DTH/RDTH+CDTH、ATH/RATH、FB 经光耦（RFB）、CS 经 RCS+CCS；次级 NCP4306 同步整流（RS/CSF）、CO1/CO2、NCP431（U1）基准与反馈（RLED/R1/RBIAS/C1/D8/R2）、辅助绕组 C AUX_P/C AUX_S。

图 3 框图主要模块：HV 启动与交流线监视（Brownout、Line_Removal）、VCC 管理（VCC_OK/VDD）、RT 振荡器（SKIP/DCM VCO）、自适应延迟电路（ACF）、ZVS 频率调制（SW/HS 检测）、斜坡补偿、PWM 比较器（S-R 锁存、DMAX）、LEB1/LEB2、OPP、过载（Overload/NOCP）与异常过载（Abnormal Overload/NAbnormal）计数、OVP/OTP/温度传感器、故障锁存与自恢复逻辑（Brownout/VCC(reset)/Line_Removal 复位）、模式转换与频率折回逻辑、量化器与查表（ATH/DTH，10 mA/16 mA 档电流源）、驱动级（LDRV 12 V 钳位、ADRV 5 V）、FLT（IFLT(OTP)、钳位）。

6. 绝对最大额定值（表 2，全表）与推荐工作条件（表 3）

表 2 最大额定值（全表；超出表列应力可能损坏器件，此时不应假定器件功能正常，可能发生损坏并影响可靠性）：

注 1：当 VCC 超过驱动钳位电压 VDRV(high) 时，最大驱动电压受驱动钳位电压限制；否则最大驱动电压为 VCC。

表 3 推荐工作条件：

（超出推荐工作范围的功能操作不予保证；长期暴露于超出推荐工作范围限值的应力可能影响器件可靠性。）

7. 电气特性（表 4，全表逐行）

测试条件：VCC = 12 V，VHV = 120 V，VFLT = 开路，VFB = 2 V，RT1 = 33 kΩ，VCS = 0 V，CVCC = 100 nF，ADRV = 100 pF，LDRV = 1.5 nF；典型值 TJ = 25 ℃，min/max 为 TJ = −40~125 ℃，除非另有说明。

译注（单位）：① 提取文本中 kW/W＝kΩ/Ω、mF＝µF；② 下列参数的单位列原印 “mA”，经物理意义与正文/图表交叉验证疑为 “µA”，数值照录未改：IATH、IDTH、IFLT(OTP)、IFB_0、Ibias、IHV(off1~3)、ISW(off1~3)、ISW(on1~3)（详见附注 2）；③ tDCM_SS 单位原印 ms，按式 1 数值例应为 µs（见附注 4）。

（† 单位原印 mA，疑为 µA，见附注 2。‡ 与振荡器节同名参数 Fosc_DCM_2 数值不一致，见附注 5。）注 2：首次启动时 VFLT(OTP_out) 采用 VFLT(OTP_out_1st)；首次软启动后，若 FLT 电压降到 VFLT(OTP_out) 以下，则 VFLT(OTP_out) 改为 900 mV。注 3：在超出本规格书规定的开关频率下运行可能损坏 IC 或系统，功能无法保证。另：产品参数性能按所列测试条件在电气特性中给出；在不同条件下运行时，其性能可能不在电气特性表的覆盖范围内。

8. 引言与功能描述（INTRODUCTION / FUNCTIONAL DESCRIPTION）

8.1 引言（概述）

NCP1568 实现有源钳位反激变换器，采用电流模式架构，主开关的关断事件由峰值电流决定。它是高频高密度适配器、开放机架电源等众多应用的理想选择。NCP1568 集成先进的控制与电源管理技术以及多模式运行，以满足严苛的法规要求；并具备无耗散过功率保护（OPP）、掉电保护（Brownout）以及 ACF 与 DCM 两种模式下的频率调制，实现全功率范围的效率优化。顾及极低待机功耗需求，控制器将电流消耗降至最低。

8.2 高压启动（HIGH VOLTAGE STARTUP，图 4）

NCP1568 集成经 HV 引脚访问的高压启动电路。HV 引脚同时是掉电检测电路与线电压检测器（检测交流线电压范围与交流在位/缺失）的入口。掉电检测器检测交流中断，线电压检测器以量化电平判定整流电压峰值；按检测到的输入电压范围，器件参数在内部自动调整以优化系统性能。HV 引脚经两只二极管分别接交流线 L 与 N，实现全波整流（图 4）。可在 HV 引脚串联低值电阻以限制引脚短路或浪涌时的电流，但串联电阻不应超过 3 kΩ（图 4：R1HV + R2HV ≤ 3 kΩ），否则掉电与线检测电路功能受损；此外 HV 对地电容大于 22 pF 可能造成掉线（line removal）误判。启动调压器为恒流源，把电流从交流输入端子（Vin）供到 VCC 引脚的供电电容 CCC。交流输入电压大于 VHV(discharge) 时，HV 引脚以 Istart1（典型 0.5 mA）向 VCC 灌电流，直至 VCC 超过 VCC(inhibit)（典型 700 mV，[译注：电气特性表 typ 0.57 V，以表为准]）；超过后启动电流增大为 Istart2（典型 3.25 mA，[译注：表 typ 3.67 mA，以表为准]）。VCC 低于 VCC(on) 且 HV 引脚电压高于 VHV(MIN) 时，NCP1568 持续以 Istart2 从 HV 灌向 VCC；若 VCC 跌破 VCC(inhibit)，Istart2 禁用、回落为 Istart1。内部高压启动电路省去了外部启动元件；且因高压启动电路在正常、轻载、待机运行中功耗可忽略，这些电流源还降低空载功耗、提升系统效率。

典型启动中，VCC 以 0.47 µF 电容在 tstart-up 内充至 VCC(on)。CCC 充至启动阈值 VCC(on) 后，HV 启动电流源禁用，控制器等待 HV 引脚检测到掉电阈值被越过。若输入启动电压不满足，启动电流源保持禁用，直至 tdelay(Vcc_off) 到期后 VCC 跌破最低工作电压阈值 VCC(off)；一旦到达该阈值，电流源重新使能、把 VCC 充回 VCC(on)（图 5 为典型启动序列）。若交流输入不满足掉电阈值或 FLT 引脚检出故障，器件继续以 HVBC 方式按需向 VCC 电容供电，直到全部故障清除；VCC 越过 VCC(on) 且确认 brown-in 后，器件充至 VCC(on) 并开始软启动序列。专用比较器监视 VCC：若 VCC 超过 VCC(OVP) 持续 tdelay(Vcc_OVP)，控制器锁存进低功耗状态；要复位 OVP 故障，VCC 电压必须降到 VCC(reset) 以下。

8.3 VCC 电容取值计算（式 1~3，图 5/6）

CCC 在上电期间为控制器供电。电容取值必须保证在辅助电压爬升建立期间，VCC 维持在 VCC(off) 以上，否则 VCC 崩塌、控制器关断。工作偏置电流 ICC4、高边驱动器电流以及低边/高边驱动器输出的栅电荷负载都必须加以考虑。由于开关频率自 31 kHz 爬升到目标开关频率，DCM 模式、LEM 运行与 ACF 模式的频率均按梯形近似处理；DCM 运行期间高边驱动器没有栅驱动损耗（频率按 0 计），低边开关则取 LEM 与 ACF 运行所施加开关时间的平均值（式 1）。

$$f_{SW}=\frac{\Big(F_{SW\_MIN}+\tfrac{F_{SW\_DCM\_MAX}-F_{SW\_MIN}}{2}\Big)\cdot T_{DCM}+\Big(F_{SW\_DCM\_MAX}+\tfrac{F_{SW\_ACF\_MAX}-F_{SW\_DCM\_MAX}}{2}\Big)\cdot\big(T_{SS}-T_{DCM}\big)}{T_{SS}}\quad(\text{式 1})$$

数值例（原文）：220.3 kHz ≈ [(31.25 kHz + (50−31.25)/2 kHz) × 695 µs + (50 kHz + (420−50)/2 kHz) × (8 ms − 695 µs)] / 8 ms。式中 F_SW_MIN＝软启动起始频率钳位（31.25 kHz）；F_SW_DCM_MAX＝强制 DCM 段末频率（50 kHz）；F_SW_ACF_MAX＝RT 设定的目标 ACF 频率（例 420 kHz）；T_DCM＝强制 DCM 时长（695 µs）；T_SS＝软启动总时长（8 ms）。[译注：式 1 原印结果 220.3 kHz 与式 2 所用 218.1 kHz 略有出入，照录。] 外部栅电荷造成的电流增量按式 2 计算（ƒSW 为低边或高边 MOSFET 的软启动平均开关频率，Qg 为外部 MOSFET 栅电荷；设高边/低边 MOSFET 典型栅电荷 17 nC）：

$$I_{ICC(gate\_Charge\_Total)}=f_{sw\_ls}\cdot Q_{g\_ls}+f_{sw\_hs}\cdot Q_{g\_hs}\quad(\text{式 2})\qquad 7.7\ \text{mA}\approx218.1\ \text{kHz}\times17\ \text{nC}+235\ \text{kHz}\times17\ \text{nC}$$

CCC 充至启动阈值后，先经 tdelay(start) 延迟以稳定全部内部电源、确保偏置建立后再继续运行与电平设定；tdelay(start) 到期后 IC 还要等各定时器到期才开始开关（图 6）。VCC 电容取值还须计入启动延迟、软启动时长及期间提供的全部电流（式 3）；式 3 所得电容值应再增 20% 以覆盖电容容差，设计者还可为工作温度范围进一步加大：

$$C_{VCC\_MIN}=\frac{T_{Delay(Start)}\cdot(I_{CC1A}+I_{DRVQ})+(T_{Soft\_start1}+T_{MODE\_SAM1})\cdot(I_{CC3}+I_{DRV}+I_{CC(gate\_charge)})}{V_{CCON}-V_{CCOFF}}\quad(\text{式 3})$$

数值例（原文）：64.3 µF ≈ [34 ms × (0.24 mA + 0.250 mA) + (8 ms + 16 ms) × (4.0 mA + 2.5 mA + 7.85 mA)] / (15.2 V − 9.9 V)。[译注：式中 IDRVQ、IDRV 原文未给定义，按上下文为驱动级电流项。]

8.4 HV 电流与空载工作

考虑空载运行时须注意：NCP1568 在 HV 引脚存在由关态漏电流引起的静态损耗，其直流漏电流在规格书中列为 IHV(Off1)、IHV(Off2)、IHV(Off3)。

8.5 掉电检测（BROWNOUT DETECTION，图 7/8）

HV 引脚是掉电与线电压检测器的访问入口。VCC 到达 VCC(on) 后，HV→VCC 电流源（Istart1 与 Istart2）关断；之后才评估线电压是否超过掉电电平——NCP1568 向 VCC 灌电流期间不评估线电压。VHV 高于掉电阈值 VHV(start) 持续 tdelay(HV_start)、且 VCC 已被 Istart2 充回 VCC(on) 后，启动序列随即开始。HV 电压每次跌破 VBO(stop)（＝VHV(stop)）即启动 tdelay(HV_stop) 定时器，[译注：原文此段先写 “typically 300 ms”、随后又写 “THV(stop) timer, typically 50 ms”，两定时器混写；按特性表：tHV(stop) typ 50 ms、tdelay(HV_stop) typ 396 ms，以表为准]；若电压未回升超过 VBO(start)，则启动 THV(stop) 定时器——该定时器设置得足够长，以忽略两个周期的掉电。THV(stop) 到期即建立掉电状态、终止驱动脉冲。若 HV 高于 VBO(start) 持续 tdelay(HV_start)，THV(stop) 定时器复位、正常运行继续。图 7/8 给出典型掉电波形。

8.6 线电压检测与掉线检测（LINE DETECTION / LINE REMOVAL，图 9）

输入电压范围基于 HV 引脚测得的峰值电压判定。NCP1568 诸多性能随线电压而变，关键项：OPP 与限流（详见相应章节）。控制器把分压后的 VHV 与内部线选择阈值比较。控制器上电默认低线模式；在软启动完成、软启动等待或强制 ACF 期结束之前不会应用任何线变更，以保证软启动可重复、可靠且无毛刺。软启动等待结束后，系统即可按线电压对参数进行变更。每个线周期检测上升的电压，连续更新测得的高压电平，用于确定斜率与档位。HV 检测器用内部比较器与分压后的 HV 电压数字跟踪线电压的升降：首个被测线周期中，每越过一个递增的参考触发电平就抬高记录的最大值，直至到达最大；随后随电压下降继续测量；当 HV 检测器测得下降 2 个档位，即可判定出现了最大值——内部数字检测保持当前值并加 2 档得到峰值，称为保持最大 HV 值（HMHVV）。要更新 HMHVV，须把峰值测量得到的当前 HV 值（CHVV）重复测得两次。电压发生大幅升降时，HV 检测器每 32 ms 只允许 HMHVV 增或减一档。前置模拟滤波器 tdelay(line)＝253 µs [原印 ms，译注] 用于确保高低毛刺不改变档位。注意：部分线相关功能使用 CHVV、部分使用 HMHVV，见相应章节。掉线检测（Line Removal）：一旦检出掉线，立即停止开关——有源钳位反激的许多功能由线电压决定。IC 进入类似其他故障的等待状态，直到重新施加交流电压或 VCC 跌破 VCC(reset)（图 9 时序：线定时器启动→到期→IC 进低静态电流；斜率检测复位；驱动停；故障标志；VCC 以 ICC5/ICC1A 放电）。

8.7 PWM 架构与多模式算法（PWM ARCHITECTURE / MULTI MODE ALGORITHM，图 10）

NCP1568 采用峰值电流模式 PWM 架构。峰值电流模式简化环路补偿（通常简单的 II 型补偿器即可），且相对标准电压模式可实现更激进的带宽；还天然提供限流与线前馈，线瞬态响应优良。但峰值电流模式在占空比大于 50% 时易受次谐波振荡影响（窄/宽脉宽交替），故 NCP1568 另有附加斜坡补偿。四种运行模式：1. 变频有源钳位运行；2. DCM 运行与 ACF 运行间的相互转换；3. 带频率折返的 DCM；4. 跳模式。多模式算法按负载条件优化效率：ACF 运行中磁化电流为连续导通（CCM）；待机时有源钳位拓扑工作在高峰值电流，原边钳位管与主管构成同步 buck-boost 结构、磁化电流穿越第一与第三象限。若 IC 在全线/全负载保持 ACF 运行，结果是高峰值电流带来高导通损耗、磁芯损耗与铜损；负载降低时虽仍保持 ZVS，但轻载下 ZVS 不足以抵消这三大损耗，效率反而低于 DCM 运行。图 10：空载→满载的频率转换与 DCM→ACF 运行（Fmax = 4.2×F(RT)；31 kHz 钳位；跳模式；DTH/ATH 阈值；FB ↔ Iload）。

8.8 振荡器（OSCILLATOR，式 4，图 11）

RT 电阻设定内部振荡器的最低频率。对有源钳位反激拓扑，最低频率通常选在最低输入电压、最低目标输出电压与最大负载电流处。内部放大器在 RT 引脚强制 2 V，从 RT 电阻灌出的电流供内部振荡器用于设定最低开关频率。RT 电阻设定的频率按式 4：

$$F_{OSC}=\frac{1}{R_T\times100\ \text{pF}}\quad(\text{式 4})\qquad\text{例：}100\ \text{kHz}=\frac{1}{100\ \text{k}\Omega\times100\ \text{pF}}$$

式中 FOSC 为 RT 电阻值设定的频率。RT 编程的频率即最低 ACF 开关频率；图 11 给出 10 kΩ~100 kΩ 的 RT-振荡频率关系；RT 电阻最小值为 10 kΩ。

8.9 导通与关断时间限制（ON AND OFF TIME RESTRICTIONS，式 5，图 12）

NCP1568 在 ACF 模式恒有内部最小关断时间 590 ns，保证每个开关周期留有足够时间完整执行一次成功的高边脉冲。最小关断时间恒定，但 IC 另设约 78% 的最大占空比限制，用于高边驱动器自举电容再充电并避免变压器饱和。恒定关断时间 590 ns 下，超过 400 kHz 后最大占空比由最小关断时间决定——因此最大占空比并非常数。频率-占空比曲线见图 12；最大占空比如式 5：

$$\mathrm{Duty\_Ratio}=\begin{cases}133\ \text{ns}\times F_{SW}+73.7\% & F_{SW}\le350\ \text{kHz}\$$4pt] 1-F_{SW}\times0.59\ \mu\text{s} & F_{SW}\ge350\ \text{kHz}\end{cases}\quad(\text{式 5})$$

8.10 ACF 振荡器运行——基于 ZVS 的数字频率调制（图 13）

为最小化 ACF 运行损耗，随负载与输入电压变化，工作频率需相应改变以使额外环流最小。超结 FET 实现 ZVS 所需的负电流通常约 −0.5 A；GaN 等宽禁带器件 COSS 通常更低，所需电流可更小。通过以数字方式调节振荡频率，保持负磁化电流近似恒定——直到 SW 节点下降时间在全线/全负载范围内被调制到预定的死区时间。NCP1568 内部编程了时间基准 T_ZVS，并按 ADRV 下降沿到 ZVS 比较器在 SW 节点检出 ZVS 的时间累积误差信号：SW 下降快、ZVS 早于基准时间 T_ZVS → 说明复位节点能量有余，应升高频率（有效缩短关断时间）；升频后复位 SW 节点的能量减少，低边开关所需导通时间缩短、ΔIM 变小，系统损耗降低。若 ZVS 发生在 T_ZVS 之后，说明频率过高，须降低频率以保证良好的 ZVS。若 ZVS 始终不发生而到达最大允许时限（DT_Max），本开关周期结束、LDRV 开通，但降频作用于下一个开关周期。净效果：占空比得以维持、负载电流得以支撑、频率随负载调整以提供足够能量实现 ZVS。T_ZVS 由两段内部可编程时间构成：T_ZVS = T_ZVS_A + T_ZVS_B；T_ZVS_A 为 DT_Max 时间的一半，是对总 T_ZVS 的粗调；T_ZVS_B 为细调；可选值见型号解码信息（图 13：T_ZVS 与 DTMAX 时序关系）。

8.11 DCM 振荡器运行与频率折返（DCM OSCILLATOR OPERATION / FREQUENCY FOLDBACK，图 14）

DCM 模式中，频率取决于 DCM→ACF 阈值设定与 FB 电压；最高振荡频率为 RT 电阻设定频率的 1/2；DCM 模式还实现正比于 FB 引脚电压的频率折返。法规强制的待机功耗与各负载点轻载效率指标，要求 IC 在处于 DCM 模式时改变工作频率。DCM 运行中，FB 到达可设定的 VDTH 阈值时频率最高；FB 电压降到最低点 VFB(skip) 跳阈值时频率最低。由于 DCM→ACF 阈值可编程，VCO 须按所选 VDTH 阈值改变斜率（图 14：VCO = FSW/(2×0.8 V) 与 VCO = FSW/(2×3.2 V)）。频率折返模式中，NCP1568 按峰值电流工作：设定主管导通时间，外环自 VTH_DCM_ACF 阈值到 VFB(Ipk_freeze) 阈值采用变频控制；FB 电压到达 VFB(Ipk_freeze) 后，峰值电流下限冻结到 VCS(Ipk_freeze) 值——若 PWM 比较器需要更长导通时间以满足控制环路，IC 仍可产生高于 VCS(Ipk_freeze) 的峰值电流。把峰值电流冻结到最小值加快了频率折返斜率；此后峰值电流冻结、振荡频率改变以维持输出稳压。负载继续下降则频率持续降低，直到最低频率钳位 FOSC(min)（31 kHz，[译注：表 typ 30 kHz，以表为准]）；最低频率出现在 VFB(skip) 阈值（FB 引脚典型 400 mV）处，在该阈值处使能跳周期运行。

8.12 DCM 最低频率钳位与跳模式（DCM MINIMUM FREQUENCY CLAMP AND SKIP MODE）

最低开关频率钳位防止开关频率低于 FOSC(min)（31 kHz 典型 [译注：表 typ 30 kHz]）。开关周期超过 40 µs [原印 ms，译注] 时即启动新的开关周期。由于 NCP1568 强制最小峰值电流与最低频率，功率输送无法连续控制到零负载——因此改为：FB 低于跳周期电平 VFB(skip) 时开始跳脉冲，VFB 超过 VFB(skip) + VFB(skip)_hys 时恢复运行。跳模式是轻载下的高效控制方法。

8.13 DCM→ACF 转换（ADRV 软启动，LEM，图 15/16）

满足从 DCM 转入 ACF 的全部条件后，NCP1568 以前沿调制（Leading Edge Modulation, LEM）软启动 ADRV：ADRV 软启动把 DCM 运行期间储存于钳位电容的能量缓慢放电到输出。在 ADRV 软启动时间 TDCM_ACF_Trans 内，ADRV 脉冲从约 250 ns 的最小值受控递增至 1−D。图 15 示出 DCM→ACF 转换期 ADRV 的前沿调制：LEM 期间次级电流的形状开始接近谐振电流，ADRV 软启动完成后整个 1−D 周期均可看到谐振电流。图 16 典型转换过程（满载→0 A：DCM/Skip 交替→DCM→LEM→ACF；ATH 阈值 3.2 V（又称 DCM→ACF 阈值）、Qskip 退出 1.2 V、限流 790 mV→转为基于频率的限流、F→F/2→32 kHz、LEM 完成后限流维持抬升电平 1 ms、DCM 模式要求 18 个开关周期）。

8.14 转换期硬开关规避与 ACF→DCM 转换（ADRV 软停止，图 17）

高边开关开始 LEM 之前，SW 节点像经典反激一样退磁并振铃。LEM 开始后，SW 节点的退磁过程被 SW 上拉至钳位电容电压所打断；SW 停留在钳位电容电压的时间稳步增加，退磁振铃特征幅值持续增大。两种结局：要么 LEM 在无对地振铃的情况下结束、进入完全 ACF 模式；要么 SW 在下降振铃中被低边 FET 体二极管钳到地——在体二极管导通时开通高边开关会扰动系统、抽干钳位电容能量，并在变压器初次级造成大尖峰。ACF→DCM 转换（ADRV 软停止）：ACF 运行中若 FB 低于外部 DTH 设定阈值并持续 TACF_DCM_HOLD，系统经 LEM 开始从 ACF 开关向 DCM 开关的转换；TACF_DCM_trans 期间有源钳位 FET（ADRV）占空比在多周期内受控减小，同时实施降至 RT 电阻设定频率一半（1/2×Fosc）的非线性频率折返。软停止采用前沿调制技术；软停止时间 TACF_DCM_trans 典型约 500 µs [原印 ms，译注；表 tACF_DCM_Trans1 typ 0.506 ms]，软停止波形见图 17（最后若干脉冲 ≈250 ns）。

8.15 ATH 引脚功能（图 18/19，表 5）

ATH 引脚用于设定 DCM→ACF 阈值：用固定电流与电阻产生模拟电压；4 位 A/D 把它量化为档（bin），每档映射到精确的内部基准电压，与反馈比较以转入 ACF 运行（图 18：内部 5 V 轨、10 µA 电流源 [原印 mA，译注]、4 位 A/D 40 mV–1.15 V、ATH[0:3]、BG 基准分接头 ATHS[0:1]、OTP 位、DCM→ACF 比较器）。ATH 引脚电流源在 VCC 超过 VCC(on) 后开通，灌出电流 10 µA ±5% [原印 mA，译注]；在所有正常运行条件（DCM 运行、ACF 运行、跳模式）期间持续灌出；开通时序见图 19。电阻设定范围：选定某一档后，该档映射到固定的内部电压；ATH 引脚上测得的电压仅用于选择数字档，其容差不影响内部选中的电压；映射基准分接头容差约 ±2.5%。表 5 给出 DCM→ACF 档位阈值与电阻映射：

8.16 DTH 引脚功能（图 20）

DTH 引脚是实时引脚：软启动完成且强制 ACF 时间（见软启动一节）到期后，IC 会持续观测该引脚。VCC 超过 VCC(on) 后，DTH 开始灌出 16 µA [原印 mA，译注]。引脚上电容的大小决定引脚电压到达稳态前的延迟 [译注：原文写 “ATH pin”，按上下文应为 DTH 引脚]；100 nF 是消噪与时序的标准推荐值。施加于 DTH 引脚的电阻范围可为 0 Ω~187.5 kΩ，设定 0 V~3 V 的电压阈值：$V_{DTH}=I_{DTH}\times R_{DTH}$。图 20 给出最常见预期的 ACF→DCM 阈值（VDTH 0.4~2 V vs RDTH 25~125 kΩ）。DCM 运行中 DTH 电流源关断。

8.17 软启动与强制 DCM（SOFT START / FORCED DCM，图 21）

VCC 到达 VCC(on)、VHV > VHV(Start)、无其他故障且 tdelay(start) 到期——全部条件满足后即启动软启动。首条 LDRV 脉冲发出前，FB 电压由连接到内部 5 V 源的上拉电流源与电阻保持为高。正常运行中光耦与电流源调节 FB 节点；软启动期间，在输出电压超过次级基准电压与光耦正向压降之和之前 FB 不受调节。IC 倾向于在第一条开关脉冲就转入 ACF 模式（此时 FB 电压高于 ATH 引脚可设定的任何阈值；重载时 IC 的自然倾向就是 ACF）——各条件看似都满足 ACF 软启动的要求，但高电压位移器与驱动器的自举（boot）脚尚未充电。因此 NCP1568 在软启动前段 TDCM_SS（典型 706 µs [原印 ms，译注]）工作于 DCM，确保自举电容充电。软启动期间，PWM 脉宽按内部限流基准向终值斜坡上升，逐渐加宽。TDCM_SS 后，IC 经 LEM 过程缓慢增加 ADRV 导通时间；内部限流到达最大值后，IC 进入 ACF 模式运行。还须等待称为 TMODE_Sam 的附加时间（典型为软启动时间的两倍），让输出到达稳压、FB 节点稳定；TMODE_Sam 到期后，ACF 判定电路与逻辑不再被操纵，而是随输出负载的需要自行转换以获得最优频率。强制 DCM（Forced DCM）：为高边驱动器提供足够数量的低边脉冲以给自举电容充电，并让驱动器有充足时间执行内部启动序列。最初几个开关周期输送到输出的最大电流由最小导通时间决定（最小导通时间＝LEB＋CS 比较器传播延迟＋栅驱动＋FET 关断之和）。为降低初级与次级启动电流应力，TDCM_SS（典型 706 µs）期间频率斜坡上升至 RT 设定振荡频率的一半。图 21（占空比与频率调制：CS/LDRV/ADRV、FOSC→FOSC/2→31 kHz→0 Hz、TDCM_SS、TDCM_ACF_trans、Tsoft_start、TMODE_sample、VOUT、DCM/ACF 逻辑释放）。

8.18 斜坡补偿与反馈引脚（SLOPE COMPENSATION / FEEDBACK PIN，图 22）

固定频率峰值电流模式控制在占空比大于 50% 时易发生次谐波振荡（SW 节点宽窄脉宽交替）。把附加补偿斜坡加到检测到的电感电流上，或从环路误差电压（FB）中减去，均可防止次谐波振荡。采用电流模式控制的反激拓扑中，该稳定斜坡（即斜坡补偿）的斜率正比于变换器的下行斜率（占空比大于 50%）；消除振荡的最小斜坡补偿量等于下行斜率的 1/2；而死区补偿时斜坡等于整个下行斜率。注意：斜坡补偿越高，变换器交流特性越接近电压模式。NCP1568 的斜坡补偿设为 143 mV/ms。

FB 引脚配 100 µA [原印 mA，译注] 上拉电流源与 100 kΩ 电阻；上拉电流源与电阻配合光耦调节系统输出电压（图 22）。

8.19 低边驱动器与有源钳位驱动器（LOW SIDE DRIVER / ACTIVE CLAMP DRIVER，图 23）

低边驱动器以地为基准，适于直接驱动大栅电容开关：拉电流 ILS_src 典型 1.3 A [译注：电气特性表 0.855 A，以表为准]，1.5 nF 负载下上升时间 TLS_rise 典型 10.7 ns；无需附加下拉电路——灌电流 ILS_snk 典型 2.5 A [译注：表 1.41 A，以表为准]，1.5 nF 负载下下降时间 TLS_fall 典型 6.5 ns。低边驱动器还内置钳位 VLDRV(low)（典型 11.75 V），在控制器 VCC 电压超过 20 V 时防止栅压超出最大额定值，并降低系统损耗。IC 以 500 kHz、100 pF 负载同时开关 LDRV 与 ADRV 时取 ICC3（典型 3.9 mA [译注：表 4.00 mA，以表为准]）；1.5 nF 负载、100 kHz 与 500 kHz 满载时增至 ICC4 与 ICC5——4.0 mA 与 13 mA。有源钳位驱动器 ADRV 以地为基准，适于向内置电平位移器的高边驱动器发送 5 V 逻辑方波，调制有源钳位 FET 的导通时间；95 mA 拉电流与 231 mA 灌电流 [译注：电气特性表为 65 mA/150 mA，与特性页一致，以表为准] 也足以驱动脉冲变压器。图 23 驱动器框图（5 V 稳压器、EN_VCC、VCC_OFF 比较器 9.0 V/迟滞 600 mV、死区逻辑 DEADTime_SETFR[2:0]/DEADTime_SETRF[2:0]、ADRV 的 APU/APD 与 12 V 钳位、LDRV 的 LSPU/LSPD、RPDLS、迟滞 1 V）。

8.20 自适应死区时间（ADAPTIVE DEAD TIME，图 24）

NCP1568 内置自适应死区时间，使有源钳位反激变换器效率最大化。有源钳位拓扑的死区可借助 SW（桥）节点的两种运行模式来描述：谐振模式——拓扑处于主动钳位、SW 为高，电流可进出钳位电容（能量储存并循环于钳位电容的时段，以 SW 高电压为特征）；储能模式——低边 FET（或其体二极管）导通，SW 近地电位、原边电感电流为正斜率。储能模式中磁化电感电流持续爬升，直到低边驱动由高转低；随后环流把 SW 拉高，SW 电压变化速率取决于所选 FET 在桥节点的压控寄生电容、原边电流、磁化电感、漏感等因素——决定 SW 升降时间的许多因素与设计相关，故须采用自适应死区控制电路在宽应用范围内优化效率。储能→谐振模式的 SW 转换中，大部分时间耗费在：SW 接近地电位时给低边 FET 较大的 COSS 充电，以及 SW 接近钳位电压时给高边 FET 的 COSS 充（放）电；低电压段 SW 电压变化斜率约 100 MV/s，一旦 SW 开始给 COSS 充电、电容迅速减小，SW 斜率即可升至 10 GV/s。自适应死区控制的工作流程：LDRV 内部逻辑由 TTL 高转低时启动 DT_Max 定时器——DT_Max 是失效保护（fail-safe）死区定时器，以确保正常运行。低边驱动逻辑翻转后，器件监视 SW 电压直至超过 10 V；超过 10 V 阈值即启动第二个定时器 DT_E_R。DT_E_R 到期后，ADRV 产生 5 V 逻辑高电平开通高边 FET。若 DT_Max 定时器先于 10 V 阈值到期、而附加的 DT_E_R 定时器尚未到期，该次失败会被计数，但 ADRV 不强制开通。SW 变高、高边 FET 导通后，高边驱动保持到周期结束；周期结束时 ADRV 输出 5 V 逻辑低。内部预电平位移 ADRV TTL 逻辑由高转低时，再次启动 DT_Max 定时器；SW 随后放电直至到达 DT_R_E_TH，此时启动 DT_R_E 定时器；DT_R_E 或 DT_Max 任一到期，LDRV 即由低转高，过程循环。DT_Max 死区只适用于完全 ACF 模式——因此在 ACF↔DCM 转换（ADRV 脉冲经 LEM 加入/退出）期间会被消隐；ACF 软启动的 LEM 部分同样不遵守 DT_Max。图 24（VHO/VLO、DT_Max 与 DT_R_E/DT_E_R 时序、VBRIDGE、VIN、10 V 阈值、谐振/储能模式识别）。

9. 保护功能（OTHER PROTECTION FEATURES）

9.1 FLT 输入（图 25）

NCP1568 含经 FLT 引脚访问的专用故障输入：把 VFLT 拉过上限故障阈值（典型 3.0 V）可使控制器锁定关断或重启；拉到下限故障阈值（典型 0.4 V）以下同样可锁定关断或重启；FLT 电压保持在上、下阈值之间时控制器正常运行。图 25 FLT 引脚框图：IFLT(OTP) 上拉、VFLT(OVP)/VFLT(OTP) 比较器（分别带消隐 tdelay(Fault_OVP)/tdelay(Fault_OTP)）、RFLT(clamp)/VFLT(clamp) 钳位与 NTC 热敏电阻、软启动结束、迟滞控制、自动重启选项控制、复位源（掉线/掉电/复位）与 S-R 故障锁存。

9.2 OTP FLT 阈值与故障处理；OTP 阈值启动（图 26）

FLT 下阈值的首要用途是经 NTC 热敏电阻检测过温故障：上拉电流源（典型 45.5 µA [原印 mA，译注]）在外部热敏电阻上产生压降；温度升高时 NTC 阻值下降 → 热敏电阻上的电压降低；热敏电阻电压跌破 VFLT(OTP_in) 阈值且持续超过 tdelay(OTP)（典型 33 ms）→ 检出故障并执行相应动作。若编程为锁定，VCC 须降到 VCC(reset) 以下才能恢复正常运行；若编程为重启，温度下降、NTC 电压回升超过 VFLT(OTP_out) 阈值（典型 937 mV）后即发起软启动。OTP FLT 阈值启动：FLT 与 GND 间通常接旁路电容，IFLT(OTP) 使能后 VFLT 需要一段时间才能到达稳态；FLT 电压低于 VFLT(OTP_in) 期间 IC 被禁止开关。适配器量产须经历老化（burn-in）流程：加热到更高环境温度（典型 65 ℃）后上电长时间运行，以在出厂前暴露装配或器件缺陷。该流程中 NTC 可能使 FLT 触发故障、器件在整个老化期间保持关断，导致适配器无法通过老化测试。为此，适配器必须能在 FLT 电压超过 VFLT(OTP_out_1st)（典型 418 mV）而非 VFLT(OTP_out)（典型 937 mV）时启动；且 IC 必须成功完成软启动——到达强制 ACF 结束且未触发 VCC 掉电（图 26）。即 IC 仅在软启动期间于 VFLT(OTP_out_1st) 之上使能，而非 VFLT(OTP_out)；软启动成功后 FLT 引脚其余功能不变——软启动中低于 VFLT(OTP_out_1st) 的下限故障（即过温）照常确认、使器件保持复位，直至阈值解除。FLT 低于 VFLT(OTP_in) 时 IC 电流为 ICC1A（典型 240 µA [原印 mA，译注]）。

9.3 OVP FLT 阈值

上故障阈值用于过压保护：稳压管与电阻从辅助绕组电压 VAUX 串联到地、FLT 引脚接阳极（图 25）。要到达上阈值，外部上拉电流须能克服钳位 VFLT(clamp)（典型 1.75 V）与串联电阻 RFLT(clamp)（典型 1.57 kΩ [译注：电气特性表 typ 1.58 kΩ]）的下拉作用；FLT 电压须高于阈值持续超过 tdelay(OTP)（典型 33 ms）[译注：OVP 延迟按特性表为 tdelay(OVP) 35 ms typ，正文此处与 OTP 共用 33 ms 表述] → 执行锁定或重启。锁定配置：VCC 须降到 VCC(reset) 以下方可恢复；重启配置：VAUX 电压降到 OVP 比较器迟滞以下即启动重启定时器。内部钳位保证 FLT 引脚开路时其电压达不到上锁定阈值。FLT 高于 VFLT(OVP) 期间 IC 电流为 ICC1B（典型 240 µA [原印 mA，译注]）。当故障引脚选用自恢复选项时，只要下限故障存在，IFLT(OTP) 就保持使能（独立于 VCC）以提供温度迟滞；VCC 超过 VCC(reset) 后控制器即可检测 OVP 上限故障；锁定后，检测到掉电或 VCC 循环降到复位电平 VCC(reset) 即复位——典型应用中这些条件仅在系统交流电压被移除时发生。

9.4 过功率保护（OVER POWER PROTECTION）

隔离变换器的最大输出功率由原边逐脉冲限制峰值电感电流实现；但变换器并非在全线电压范围输出同样的最大功率——能量输送受占空比、线电压与开关频率影响。占空比随线电压变化，固定峰值电流下平均电感电流随线电压变化；线电压升高时电流斜率增大，以固定传播延迟在高线输送更多能量。NCP1568 提供内部线相关 OPP 补偿：按线电压离散步进提供近似跨导（gm）188 nA/V [表 HV_GM typ 188 nS，nS 即 nA/V]，从 CS 引脚灌出，设计者可据此对选定的电感量进行补偿；接到 CS 引脚的所有比较器（SCP、OCP、峰值电流冻结、PWM 比较器）的传播延迟均受益于该线补偿。

9.5 限流（CURRENT LIMIT，图 27）

流经原边主管的电流经 CS 引脚上的电阻检测：CS 检测到的爬升电流既用于调制环路误差电压（FB）以生成 PWM 信号，也用于逐周期峰值限流与短路条件检测。图 27 为限流电路框图（OCP 比较器、多路选择 V(OCP)_DCM/V(OCP)_ACF/V(OCP)_trans/VILIM(SCP)/V(SCP)_trans、LEM 与线逻辑、SCP 比较器（异常 OCP）、nOVLD/nAbnormal 计数与重启/锁存）。内部前沿消隐（LEB）电路在电流检测信息施加到监测比较器之前先加以屏蔽，防止噪声提前终止驱动脉冲；建议在 CS 引脚近旁加小 RC 滤波（典型 20 pF 与 732 Ω）抑制附加噪声。LEB 周期自 LDRV 达约 2 V 起算；内部开关 RCS(switch) 在每周期结束时把 CS 引脚放电，并保持低电平 100 ns；DCM 运行中，LEB 实现为 LDRV 脉冲开始时把 CS 引脚拉低一个 LEB 周期。

9.6 逐周期限流（CYCLE BY CYCLE CURRENT LIMITING，表 6，图 28）

逐周期（CBC）限流由 OCP 比较器实现：ACF 与 DCM 模式中 CS 电压超过 VILIM(OCP) 阈值即终止 LDRV 驱动脉冲；转换模式中该阈值抬升到 VILIM(OCP)_Trans，以适应进出 ACF 转换时增大的 ΔIM。CS 越过 VILIM(OCP) → 置错误标志、计数器加 2；若出现单个未触发 VILIM(OCP) 的周期则减 1；计数器以开关频率更新——到达满计数的时间随运行模式（ACF/DCM）与线/负载条件而变；计数器达满计数后按所选选项执行锁定或自恢复，称为 OCP 反应（OCP reaction）。OCP 阈值取决于运行模式（DCM 或 ACF）与工作频率：DCM 运行中 OCP 阈值为 784 mV [译注：表 785 mV，以表为准]；ACF 运行中 OCP 比较器触发电压随工作频率自 V(OCP)_ACF_C1_100 变到 V(OCP)_ACF_C1_400——该特性在变频环境中对更高的工作频率进行补偿，频率-限流电平详见电气特性表。

表 6 限流计数与定时：

图 28 计数方案（0,2,4,6…5,7,9,11…4999,5001 → 重启）。

9.7 短路保护（SHORT CIRCUIT PROTECTION）

绕组短路或器件故障时，原边 CS 引脚检测的电流可能急剧上升。短路保护由 SCP 比较器实现：ACF、DCM 与跳模式中，TLEB(SCP) 消隐后 CS 电压超过 VILIM(SCP) 阈值即终止驱动脉冲。TLEB(SCP) 比 TLEB(OCP) 短约 50 ns，确保短路被正确识别。SCP 比较器每次触发计数加一，计数器跟踪 SCP 事件数；连续 SCP 事件数超过电气表定义的 NSCP 后，按编程的 OTP（出厂选项）位执行锁定或重启，称为 SCP 反应。

9.8 转换期 OCP 与 SCP 电平（图 29）

在给定的工作点上，OCP 与 SCP 各有两个离散的电压触发电平。ACF 模式中限流随频率调制：NCP1568 的 ZVS 频率调制随线电压升高而升频，须降低限流，以补偿电压与频率升高带来的可用输出功率增大。上节所述 SCP/OCP 电平是稳态正常保护电平；系统经 LEM 在 ACF↔DCM 转换时，限流电平被改变：自 V(OCP)_ACF_100（低线 784 mV [译注：表 785 mV]）抬升到 VILIM(OCP)_Trans 1.2 V，VILIM(SCP) 1.2 V 抬升到 VILIM(SCP)_Trans 1.4 V [译注：表 1.391 V，以表为准]；限流电平在转换的首个低边驱动脉冲上升沿抬升，并保持到转换过程完成后再持续 1 ms（图 29）。

9.9 高压偏置循环（HV BIAS CYCLE, HVBC）

IC 因故障状态不开关、处于等待重启或已锁定状态时，VCC 电源由经 HV 引脚向 VCC 引脚灌入 Istart2 来维持：VCC 充到 VCC(on) 阈值即关断；器件以少量功耗监视关键节点并跟踪重启定时器；待机电流缓慢放掉 VCC 电压，直到触发 VCC(off) 阈值后，再灌入 Istart2 给 VCC 电容充电以维持关键功能。VCC 电压的充放电循环（即 HVBC）持续到：HV 引脚电压被移除、VCC 跌破 VCC(reset)、Tauto_retry 到期、或重新施加交流电压。

9.10 自恢复与锁定故障行为（AUTO RECOVERY AND LATCH，图 30/31）

自恢复故障行为用于：保护终端用户免受异常条件伤害、降低故障状态功耗、并允许问题解决后适配器快速恢复而无需拔插电源。IC 配置为自动恢复时发生故障：ADRV 与 LDRV 被拉低，器件保持关断 Tauto_retry 时间，期间经 HVBC 维持 VCC 电压；Tauto_retry 结束且 VCC 到达 VCC(on) 后，允许经软启动过程重启（图 30：故障施加→控制器停止→自恢复定时器→VCC 在 VCC(off)~VCC(on) 间循环→故障移除后在下一 VCC(on) 重启，故障仍在则开始新偏置循环）。锁定故障行为的目的：须用户干预才能恢复适配器/电源正常工作——用户拔插适配器后，电源才重新尝试稳压。ACF 或 DCM 运行中发生故障且配置为锁定时，当前时钟周期到期后 LDRV 与 ADRV 即终止；跳模式中本就没有脉冲，锁定故障也不会产生脉冲。器件随后监视线电压，以判断电源是否已被移除，并经 HVBC 维持 VCC；线电压移除后器件停止开关（见掉线检测一节）。FLT 引脚引发锁定故障时，IC 电流为 ICC1C（典型 220 µA [原印 mA，译注]）。图 31（锁定事件→Latch→VCC 循环→DRV 停→IHV 以 Istart2/IHV(off) 循环）。

9.11 热关断（THERMAL SHUTDOWN）

内部热关断电路监视控制器结温：结温超过热关断阈值 TSHDN（典型 150 ℃）→ 控制器禁用，进入非锁定故障模式，直至结温降到 TSHDN − 热关断迟滞 TSHDN(HYS)（典型 40 ℃）以下；VCC 跌破 VCC(reset) 或检测到掉线故障同样清除热关断；下一个 VCC(on) 开始新的上电序列。

10. 典型特性曲线（TYPICAL CHARACTERISTICS，图 32~56 逐图列出）

全部曲线横轴为结温 TJ（−40~125 ℃）：

正文图 1~31 清单：图 1 典型应用电路；图 2 引脚图；图 3 内部框图；图 4 典型 HV 引脚连接；图 5 启动时序图；图 6 正常启动时序与延迟；图 7 掉电滤波时序；图 8 掉电期间运行；图 9 掉线检测时序图；图 10 空载→满载频率转换与 DCM→ACF 运行；图 11 最低 ACF 运行振荡频率 vs RT；图 12 最大占空比 vs 开关频率；图 13 以时间为基准的数字频率调制（调节 ZVS 点）；图 14 VCO 频率随 VDTH 电压选择的变化；图 15 DCM→ACF 转换期 ADRV 的前沿调制；图 16 典型转换过程；图 17 ACF→DCM 转换波形；图 18 ATH 阈值设定系统框图；图 19 ATH 阈值设定（电流源开通时序）；图 20 DTH 引脚阈值设定；图 21 占空比与频率调制；图 22 FB 电阻与电流上拉；图 23 驱动器框图；图 24 死区时间与模式识别；图 25 FLT 引脚框图；图 26 FLT 引脚（首次上电 OTP 启动时序）；图 27 限流比较器；图 28 限流计数方案；图 29 OCP 与 SCP 时序；图 30 故障自恢复行为；图 31 故障锁定行为。

11. 型号解码信息（PART NUMBER DECODING INFORMATION）

原文 p.39 解码表在文本提取中列对位丢失（乱码），仅按行名整理可辨识的解码参数行：掉电禁用（EN/Dis）、OPP 采样禁用、NDTMAX 使能、ATH 引脚映射（内部 I / 外部 E，如 I=1.92 E=1）、DCM 锁定时间选择（ms）、LEM 冲突避免使能、OPP 禁用、LDRV 关断到 HDRV/ADRV 开通的固定死区、重启定时器（ms，选项 200/400/800/1600）、连续 SCP 事件数（#，选项 Dis/5）、连续 OCP 事件数（k#，选项 5）、FB 上拉电流（选项 0/50/100/200 µA 档）、FB 上拉电阻（kΩ，选项 20/100/200/400）、斜坡补偿斜率（mV/ms，选项 80/100/135/200/360）、跳类型/跳禁用（Q/H/Dis）、快速频率步进禁用、冻结峰值起始点（V，选项 0.5/0.8/1/1.2/1.4）、ACF 软停止（ms，选项 0/0.5/1/2/4）、ACF FET 软启动时间（ms，选项 2/4/8/16/32）、斜坡补偿禁用、DCM 振荡频率上限（F(RT)、F(RT)/2、F(RT)/3、F(RT)/4）、ATH 阈值/仅 ACF、VHV 迟滞（9/14）、VHV（98/105/112/114）、FLT OVP 反应（L=锁定/R=复位）、FLT OTP 反应（L/R）、OCP 反应（L/R）、SCP 反应（L/R）、T_ZVSB（ns，选项 0/20/40/60/80/100/150/200）、LEB/DTMAX/T_ZVSA（ns，如 179/420/210、99/240/120、175/240/120、178/420/210、100/240/120、225/600/300、378/600/300、299/600/300、327/600/300、425/600/300）、软启动时间（ms）、部件号扩展 2（S02/G03/G04 之 2/3/4）、部件号扩展 1（0）、开关技术（S=Si/G=GaN）、部件号（NCP1568DBR2G 系）。

三个在售型号（与订购表、电气特性表交叉确认）：NCP1568S02DBR2G（Si，LEB/DTMAX/T_ZVSA=179/420/210，T_ZVSB=150，软启动 4 ms，软停止 0 ms，固定死区 20 ns，ATH I=1.92 E=1）；NCP1568G03DBR2G（GaN，99/240/120，T_ZVSB=60，4 ms，0.5 ms，0 ns）；NCP1568G04DBR2G（GaN，99/240/120，T_ZVSB=100，4 ms，0.5 ms，0 ns）。[译注：其余解码值与三型号的逐列对应关系因提取乱码无法可靠恢复，不作臆测。]

12. 封装信息（MECHANICAL CASE OUTLINE / PACKAGE DIMENSIONS）

封装：TSSOP16（去掉脚 2、3、14、15），机械外壳图 CASE 948BW，ISSUE O，比例 1:1，日期 2018 年 8 月 18 日，封装文档编号 98AON73784G。通用打印标识：XXXX＝特定器件代码；A＝装配地；L＝晶圆批号；Y＝年份；W＝周次；G＝无铅封装（Pb-Free 指示符 “G” 或微点 “G” 可能存在也可能不存在，部分产品可能不遵循通用标识；微点可能位于任一位置）。电子版文档除从文档库直接访问外不受控；印刷版除加盖红色 “CONTROLLED COPY” 外不受控。

译者附注

1. 提取 glyph 替换：原文文本中 “kW/W”＝kΩ/Ω（如 RT1 = 33 kW 即 33 kΩ）、“mF”＝µF；公式区 “+/)/³/@/*” 等为 ＋、−、≈、× 的替换字符，本文已按此解读并转写为 LaTeX。
2. 单位疑误（mA 应为 µA）：IATH、IDTH、IFLT(OTP)、IFB_0、Ibias 及 IHV(off1~3)、ISW(off1~3)、ISW(on1~3) 的单位列原印 mA；交叉验证（如 DTH：VDTH = IDTH×RDTH，16 µA × 187.5 kΩ = 3.0 V 与 DTH 量程 0~3 V 吻合；ATH 表 5 电阻-电压映射；HV 关态漏电流物理量级）表明应为 µA。数值照录未改。正文中 “ICC1A/B typically 240 mA、ICC1C 220 mA” 亦应为 µA（表 0.24/0.25/0.22 mA）。
3. 正文与特性表不一致（以电气特性表为准）：Istart2 正文 3.25 mA vs 表 3.67 mA；VCC(inhibit) 正文 700 mV vs 表 0.57 V；低边驱动 ILS_src/ILS_snk 正文 1.3 A/2.5 A vs 表 0.855 A/1.41 A（特性页 0.85/1.5 A 与表一致）；ADRV 驱动正文 95 mA/231 mA vs 表 65 mA/150 mA（特性页 65/150 mA 与表一致）；ICC3 正文 3.9 mA vs 表 4.00 mA；DCM OCP 阈值正文 784 mV vs 表 785 mV；Fosc(min) 正文 31 kHz vs 表 typ 30 kHz；掉电定时器正文混写 “tdelay(HV_stop) typically 300 ms” 与 “THV(stop) typically 50 ms”（表：tHV(stop) typ 50 ms、tdelay(HV_stop) typ 396 ms）；RFLT(clamp) 正文 1.57 kΩ vs 表 1.58 kΩ；图 26 标注 VFLT(OTP_out) 0.920 V vs 表 937 mV；式 1 数值例结果 220.3 kHz 与式 2 所用 218.1 kHz 略异。
4. 单位/时长存疑（照录并标译注）：tDCM_SS 原印 ms，按式 1（T_DCM = 695 µs、T_SS = 8 ms）与软启动总时长判断应为 µs；tdelay(line) = 253 ms 疑为 253 µs；“开关周期超过 40 ms” 疑为 40 µs（对应最低频率钳位 30 kHz/25 kHz 量级）；ACF 软停止 “typically around 500 ms” 疑为 500 µs（表 tACF_DCM_Trans1 typ 0.506 ms）；TPROP 测试条件 “20 V/ms” 疑为 20 V/µs。
5. Fosc_DCM_2 两处不一致：振荡器节 200/260/320 kHz vs DCM 折返节 220/260/305 kHz（条件同为 RT = 20 kΩ、FB = DCM→ACF 触发阈值 −5 mV），原文自相矛盾，按使用处条件取值并建议实测确认。tACF_DCM_Trans1（G03/G04）：min = max = 1 ms、typ = 0.506 ms，typ 不落在 [min, max] 区间内，原文如此。
6. 图 26 标题与图 25 重名（均 “FLT Pin Diagram”），按内容实为首次上电 OTP 启动时序图。**型号解码表（p.39）**在文本提取中列对位丢失，仅能按行名与可交叉确认值整理；其余行值组合对应未出现在本订购表中的其他变体，不作臆测。
7. 式 3 中 IDRVQ、IDRV 原文未给出定义；ATH/DTH 电流源、OPP 跨导等按正文与特性表交叉核对后照录。

上一级：NCP1568