Würth Elektronik《ANP015: 1-Phase Line Filter Design》全文精译 — 单相电源线滤波设计

出处：Würth Elektronik eiSos，应用笔记 ANP015 | 1-Phase Line Filter Design，作者 Andreas Nadler 与 Stefan Klein，文档号 ANP015d | 2024/06/03，21 页。原文 PDF：90_资料源/EMI滤波_Wurth_ANP015_1PhaseLineFilterDesign.pdf（pdftotext 版同目录 .txt）。 本篇为全文忠实精译：覆盖原文全部 13 章 + 附录——引言、预合规测量（LISN/共模差模分解）、单级线滤波器计算、两级线滤波器计算、原理图/PCB/LTspice 仿真、EMC 实验室对比实测、L-N 间压敏电阻选型、Y 电容漏电流、X 电容放电电阻、布局与器件要领、共模电感磁芯材料、WE-CLFS 集成滤波器、总结、附录（BOM 表、两级滤波器极点分析、真实 2 kV 浪涌实测）。式 (1)~(40) 全录，图 1~49 全部标注“见原 PDF 图 N（第 X 页）”。其中 12 张关键图（图 1/7/8/10/11/13/17/18/34/35/40/44）已从原 PDF 截图嵌入正文，图注标“翻拍自原文 PDF”；其余保留文字引用。文末“本库展开”与“译者附注”为本库视角（原文无），素材逐条标注来源。 译注约定：①公式编号、图号、数值一律照原文；②pdftotext 把公式排版打散，本稿逐式对照原 PDF 转录；③原文笔误照录加译注（式 (26) “794 kV”应为 794 V；图 49 图题误复用图 45）；④本库复算与原文不一致处显式标注「待核实」。

1. 引言（原 PDF 第 1 页）

本应用笔记提供把线滤波器（line filter）尺寸算到合适、且格式尽可能紧凑所需的完整步骤概览：用计算、仿真与实测三者对比一台分立单级线滤波器与一台分立两级线滤波器，随后讲解共模电感不同磁芯材料及特性，还涉及压敏电阻、漏电流、放电电阻的计算。阅读前提：对无源元件、滤波器与 EMC 测量技术有一定了解。

2. 预合规测量（Precompliance Measurement，原 PDF 第 1~2 页）

2.1 测量装置（Setup）

必须区分两条干扰电流路径：共模（CM, Common Mode）与差模（DM, Differential Mode）。EMC 验收测试中两条路径总是同时被测量；设计线滤波器时最好从一开始就能同时测出两者——这需要一个两测量输出可同时使用的 LISN（线路阻抗稳定网络）。LISN 内两只 50 Ω 测量电阻：DM 测量时串联（100 Ω），CM 测量时并联（25 Ω）。图 1 为反激变换器（干扰源）与 LISN 之间的 DM、CM 干扰电流路径（见原 PDF 图 1，第 1 页）。LISN 两测量输出（L,RF 与 N,RF）接示波器模拟输入 1、2（50 Ω），用示波器数学功能按下式算 DM/CM 干扰电压：

$$V_{DM} = \frac{V_{L,RF} - V_{N,RF}}{2} \quad \text{（式 1）} \qquad V_{CM} = \frac{V_{L,RF} + V_{N,RF}}{2} \quad \text{（式 2）}$$

预合规测量用罗德与施瓦茨 RTA4004 示波器（500 MHz 模拟带宽）+ R&S EMI Debug Tool + CISPR16 LISN（自制）（装置见原 PDF 图 2，第 1 页）。示波器测量输入的最大垂直分辨率要优化，但幅度范围不能过驱动：若时域干扰电压峰峰值为 85 mV，垂直设置就设为 100 mV 满量程以最大化灵敏度（见原 PDF 图 3，第 2 页）。

2.2 频谱记录

FFT 把时域数据转为频域干扰频谱，Y 轴尽量设 dBµV。DUT 不带滤波器接 LISN 记录频谱——通常满载时干扰电平最高。CM/DM 频谱分别见图 4、图 5（均为未滤波 DUT 的预合规参考测量）：开关频率 300 kHz 处 AV 与 QP 均 84 dBµV、超 50 dBµV 限值，故 CM 需 ≥34 dB、DM 需 ≥27 dB 插入损耗（见原 PDF 图 4/5，第 2 页）。综合 CM+DM 参考测量（见原 PDF 图 6，第 2 页）AV 与 QP 均 86 dBµV → 需 36 dB 以上插入损耗。若没有两输出可并行使用的 LISN，就以图 6 综合频谱为依据；若无法预合规测量，则设计成开关频率处至少 40 dB（CM 与 DM 各 40 dB）。

3. 单级线滤波器计算（原 PDF 第 3 页）

避免过度/欠尺寸设计，不带滤波器的参考测量是必须的。演示用开关频率 300 kHz、最大 25 W 的隔离反激变换器——它已在开关频率处产生很高 CM/DM 干扰。目标：满足 B 类限值（CISPR 11、CISPR 32）。如预合规测量所示，开关频率处需至少 40 dB 插入损耗（含约 10 dB 安全余量）。若开关频率低于相关频段下沿，按首个相关谐波设计：如 70 kHz 电源、频谱从 150 kHz 起测，则第三次谐波 210 kHz 相关。

单级 LC 滤波器（二阶，见原 PDF 图 7/8，第 3 页，有效 CM/DM 元件简化框图）提供 40 dB/decade 插入损耗。开关频率 f_SW 处衰减 A_fsw 所需截止频率 f_CO：

$$A_{fsw} = \log\left(\frac{f_{sw}}{f_{CO}}\right) \cdot 40\ \mathrm{dB} \quad \text{（式 3）} \qquad f_{CO} = \frac{f_{sw}}{10^{\frac{A_{fsw}(\mathrm{dB})}{40\ \mathrm{dB}}}} \quad \text{（式 4）}$$

已知 f_SW 处 CM、DM 各需约 40 dB：$f_{CO} = \dfrac{300\ \mathrm{kHz}}{10^{40/40}} = 30\ \mathrm{kHz} \quad \text{（式 5）}$。因最大允许漏电流（第 8 章）限制，Y 电容容值很小；本单级示例用两只 4.7 nF Y2 WCAP-CSSA 陶瓷电容（CM 分析中并联）：

$$C_{YG} = 2 \cdot C_Y = 2 \cdot 4.7\ \mathrm{nF} = 9.4\ \mathrm{nF} \quad \text{（式 6）} \qquad L_{CM} = \frac{1}{(2\pi \cdot f_{CO})^2 \cdot C_{YG}} \quad \text{（式 7）} \qquad L_{CM} = \frac{1}{(2\pi \cdot 30\ \mathrm{kHz})^2 \cdot 9.4\ \mathrm{nF}} = 3\ \mathrm{mH}$$

3 mH 非标准值 → 选 WE-CMB “S” 封装的 3.3 mH（CMC 电感公差大，总留安全余量）；因 L_CM 高 0.3 mH，CM 插入损耗算得 41 dB。共模电感漏感 L_CM_LEAK datasheet 若未给，可从差模阻抗曲线读出（见原 PDF 图 9，第 3 页，WE-CMB 744822233，REDEXPERT 光标读数，取曲线线性上升/感性区）。光标置于 1 MHz 读得 92 Ω：

$$L_{DM} = \frac{X_L}{2\pi \cdot f_{DM}} = \frac{92\ \Omega}{2\pi \cdot 1\ \mathrm{MHz}} = 14.6\ \mathrm{\mu H} \quad \text{（式 8）} \qquad C_X = \frac{1}{(2\pi \cdot f_{CO})^2 \cdot L_{DM}} \quad \text{（式 9）} \qquad C_X = \frac{1}{(2\pi \cdot 30\ \mathrm{kHz})^2 \cdot 14.6\ \mathrm{\mu H}} = 1.92\ \mathrm{\mu F}$$

无标称 1.92 µF → 选 2.2 µF / 310 V X2 WCAP-FTXX；因高 0.28 µF，DM 插入损耗算得 41 dB。X 电容会因**电网质量不佳（浪涌脉冲）**在寿命期内明显劣化，这里也应总留安全余量。

4. 两级线滤波器计算（原 PDF 第 4~5 页）

见原 PDF 图 10/11（第 4 页） 的两级滤波器（有效 CM/DM 元件简化框图）相对单级四大优势：①元件封装更小；②寄生特性（尤其自谐振）更好；③设计灵活性更高；④插入损耗 80 dB/decade（对单级 40 dB/decade）。

$$A_{fsw} = \log\left(\frac{f_{sw}}{f_{CO}}\right) \cdot 80\ \mathrm{dB} \quad \text{（式 10）} \qquad f_{CO} = \frac{f_{sw}}{10^{\frac{A_{fsw}(\mathrm{dB})}{80\ \mathrm{dB}}}} \quad \text{（式 11）}$$

已知 f_SW 处两路径各需约 40 dB：$f_{CO} = \dfrac{300\ \mathrm{kHz}}{10^{40/80}} = 95\ \mathrm{kHz} \quad \text{（式 12）}$——即“有效截止频率”，后续计算沿用。实际存在两个截止频率：

$$f_{CO1} \approx 0.6 \cdot f_{CO} = 57\ \mathrm{kHz} \quad \text{（式 13）} \qquad f_{CO2} \approx 1.6 \cdot f_{CO} = 152\ \mathrm{kHz} \quad \text{（式 14）}$$

为让 80 dB/decade 简化分析在有效截止频率适用，最低相关频率（=开关频率）应显著高于 f_CO2。一般地，两级滤波器两截止频率应至少相隔一个倍频程（2:1）避免谐振峰重叠——由式 (13)(14) 可见两段用相同元件时该条件自动满足。本例用两只 2.2 nF Y2 WCAP-CSSA：

$$C_{YG} = 2 \cdot 2.2\ \mathrm{nF} = 4.4\ \mathrm{nF} \quad \text{（式 15）} \qquad L_{CM} = \frac{1}{(2\pi \cdot f_{CO})^2 \cdot C_{YG}} \quad \text{（式 16）} \qquad L_{CM} = \frac{1}{(2\pi \cdot 95\ \mathrm{kHz})^2 \cdot 4.4\ \mathrm{nF}} = 0.64\ \mathrm{mH}$$

0.64 mH 非标准值且要考虑公差 → 选 WE-CMB “XS” 封装、1 mH；因高 0.36 mH，CM 插入损耗算得 48 dB。见原 PDF 图 12（第 4 页）（744821201 的 DM 阻抗曲线，REDEXPERT）读 1 MHz 处阻抗 41 Ω：

$$L_{DM} = \frac{41\ \Omega}{2\pi \cdot 1\ \mathrm{MHz}} = 6.5\ \mathrm{\mu H} \quad \text{（式 17）} \qquad C_X = \frac{1}{(2\pi \cdot f_{CO})^2 \cdot L_{DM}} \quad \text{（式 18）} \qquad C_X = \frac{1}{(2\pi \cdot 95\ \mathrm{kHz})^2 \cdot 6.5\ \mathrm{\mu H}} = 0.43\ \mathrm{\mu F}$$

无标称 0.43 µF → 选 560 nF / 310 V X2 WCAP-FTXX；因高 130 nF，差模插入损耗算得 45 dB。

5. 原理图、PCB 与 LTspice 仿真（原 PDF 第 5~6 页）

为实践验证，制作了图 14 的电路板（见原 PDF 图 13/14，第 5 页，Altium 原理图与 3D PCB），同板做两种滤波器变体；板上还装第 7 章算出的压敏电阻——约 420 pF 寄生电容已计入 DM 的 LTspice 仿真。LTspice 原理图（见原 PDF 图 15/16，第 6 页）：DM 中 Y 电容是 L-N 间串联、只在较高频段起作用，计算中忽略、仿真中计入。仿真（见原 PDF 图 17，第 6 页，CM 插入损耗 10 kHz~400 MHz，蓝=单级、红=两级）显示 300 kHz 处两滤波器均约 40~43 dB、与计算一致；但从 350 kHz 起两级滤波器在宽带范围内多最多 30 dB。DM 中（见原 PDF 图 18，第 7 页）两级滤波器同样在 350 kHz 以上更优。

6. EMC 实验室对比实测（原 PDF 第 7~9 页）

为最终验证计算与仿真，在慕尼黑 Würth Elektronik Hightech Innovation Center EMC 实验室测量传导与辐射发射。装置见原 PDF 图 19（第 7 页，传导 150 kHz~30 MHz）、图 23（第 8 页，辐射 30 MHz~1 GHz）；结果见图 20~22（传导）与图 24~26（辐射）：不带滤波器 300 kHz 处 84 dBµV（与预合规几乎完全吻合）；单级 43 dBµV（=41 dB 衰减）；两级 39 dBµV（=45 dB 衰减）。两级滤波器在 150 MHz 以上把辐射场强降低最多 10 dBµV/m；更高频段两级比单级好最多 30 dBµV；单级在 21 MHz 处对 AV 限值余量不到 10 dB。计算/仿真/实践偏差的可能原因：电缆电感；仿真模型不精确；元件公差；共模电流过大致 CMC 饱和；PCB 寄生电感；元件附近电/磁场直接耦合进滤波器。

7. L-N 之间压敏电阻的尺寸设计（原 PDF 第 10~12 页）

取“最坏情况”：浪涌发生器输出阻抗 2 Ω 时流过压敏电阻的电流最大，以 8/20 µs 电流曲线为基础（测试装置见原 PDF 图 27，第 10 页；短路电流曲线见图 28）。脉冲能量：

$$W_V = \int_0^T I_V(t) \cdot V_V(t)\,\mathrm{d}t \approx \hat{I}_V \cdot \hat{V}_V \cdot t_{eq} \quad \text{（式 19）}$$

（按图 28 用 t_eq 时段内峰值的能量等效矩形脉冲做保守近似。）t_eq 由两段合成：线性上升段 $t_{eq,1} = 0.5 \cdot T_1$（式 20）；指数下降段 $t_{eq,2} = 1.43 \cdot (T_2 - T_1)$（式 21）；合并 $t_{eq} = t_{eq,1} + t_{eq,2}$（式 22）→ 对 8/20 µs 脉冲得 21.16 µs。

示例：工业应用最大承受 1 kV（桥式整流器典型值）；浪涌 2 kV（V_G）、发生器阻抗 2 Ω（Z_G）、加于 L-N；电网 230 V_RMS（V_GRID）。选工作电压 V_RMS 使其正常不导通：

$$V_{RMS} > V_{GRID} + \mathrm{Tolerance}_{GRID} \quad \text{（式 23）} \qquad V_{RMS} > 230\ \mathrm{V} + 10\% \;\Rightarrow\; V_{RMS} = 253\ \mathrm{V_{RMS}}$$

→ 选 300 V_RMS（备选 275 V_RMS）压敏电阻。经验上就 P_DISS 与 W_max 而言直径至少 14 mm，故选 WE-VD 300 V_RMS 820543011（备选 275 V_RMS 820542711）圆片（特性见原 PDF 图 29，第 10 页，datasheet 摘录）。datasheet 给出 V_CLAMP = 775 V @ 50 A 浪涌脉冲，但实际浪涌测试电流高许多倍。取最坏情况求最大钳位电压（不得超过被保护半导体反向电压）：第一步用短路电流 I_G 处的最大钳位 V_CLAMP_max（需 V/I 曲线含 +10% 公差，见原 PDF 图 30，第 11 页，REDEXPERT 光标读数）。最坏情况把电网峰值 230×1.41 = 325 V 加到发生器电压上：

$$I_G = \frac{V_G + V_{GRID}}{Z_G} = \frac{2\ \mathrm{kV} + 325\ \mathrm{V}}{2\ \Omega} = 1163\ \mathrm{A} \quad \text{（式 24）} \qquad V_{CLAMP\_max} \rightarrow 1.02\ \mathrm{kV}$$

实际预期压敏电阻电流（I_C1）：

$$I_{C1} = \frac{V_G + V_{GRID} - V_{CLAMPmax}}{Z_G} \quad \text{（式 25）} \qquad I_{C1} = \frac{2\ \mathrm{kV} + 325\ \mathrm{V} - 1.02\ \mathrm{kV}}{2\ \Omega} = 653\ \mathrm{A}$$

见原 PDF 图 31（第 11 页）（V/I 曲线 +10% 公差，653 A）读得 653 A 处最大钳位电压：V_CLAMP → 971 V——满足系统“最大 1 kV”要求。随后把曲线切到 'min' 公差（见原 PDF 图 32，第 11 页，−10% 公差，653 A），读 653 A 处最小钳位 V_CLAMP_min，用于求最大可能电流 I_C_max：

$$V_{CLAMP\_min} \rightarrow 794\ \mathrm{V} \qquad I_{C\_max} = \frac{V_G + V_{GRID} - V_{CLAMP\_min}}{Z_G} = \frac{2\ \mathrm{kV} + 325\ \mathrm{V} - 794\ \mathrm{V}}{2\ \Omega} = 766\ \mathrm{A} \quad \text{（式 26）}$$

（译注：原文式 (26) 分母印作 “794 kV”，应为 794 V——按 kV 算将得负电流，明显笔误，本稿径改加注。）检查所选压敏电阻寿命期内能否承受 766 A 脉冲——它不能在共 40 次脉冲（5 正 5 负，90°/180°/270° 相位）的浪涌测试中失效。datasheet 寿命曲线见原 PDF 图 33（第 12 页，按电流/脉冲长度/次数降额：21.16 µs 矩形等效 + 766 A → 可承受约 50 次；IEC/EN 61000-4-5 共 40 次）。虽然已做最坏情况分析，视规格常规压敏电阻仍可能不够——此时改用 14 mm High Surge 型 WE-VD 820443011E（备选 275 V_RMS 820442711E），按 500 次负载脉冲 @766 A/21.16 µs 标定。再检查释放的最大能量：

$$W_{max} = I_{C\_max} \cdot V_{CLAMP\_min} \cdot t_{Pulse} = 766\ \mathrm{A} \cdot 794\ \mathrm{V} \cdot 21.16\ \mathrm{\mu s} = 12.9\ \mathrm{Ws} \quad \text{（式 27）}$$

datasheet 给出最大能量吸收 140 Ws。IEC 61000-4-5 规定每 60 s 发一次脉冲；datasheet 最大功率损耗 P_DISS = 0.6 W：

$$T_{cool} > \frac{W_{max}}{P_{DISS}} = \frac{12.9\ \mathrm{Ws}}{0.6\ \mathrm{W}} = 21.5\ \mathrm{s} \quad \text{（式 28）}$$

所选压敏电阻冷却<22 s，非常适合本应用。若需更高工作电压/能量（如三相），可选 WE-VD 820524611（20 mm 圆片）。最坏情况对应正脉冲 90°、负脉冲 270° 相位；其他相位角负载显著更低。附录有钳位电压/电流真实测量。

8. Y 电容漏电流计算（原 PDF 第 13 页）

Y 电容是降低共模发射的有效手段：容值越大 EMC 干扰降得越多，但流向 PE 的漏电流随之增大。依标准与保护等级，允许漏电流从几 µA（医疗）到许多 mA（永久安装工业系统）；实践中带保护导体的常见应用限值取 3.5 mA（带 Y/X 电容的线滤波器简化框图见原 PDF 图 34，第 13 页：若用一只或多只 X 电容，它们与两只 Y 电容之一串联——但只在 PE 或 N 未连接的故障情况，正常时两者电位几乎相同）。漏电流取决于电网电压 V_GRID、电网频率 f_GRID 及 X 电容：

$$I_{LEAK} = V_{GRID} \cdot 2\pi \cdot f_{GRID} \cdot \left( C_{YL} + \frac{C_{XG} \cdot C_{YN}}{C_{XG} + C_{YN}} \right) \quad \text{（式 29）} \qquad C_{XG} = C_{X1} + C_{X2} \quad \text{（式 30）}$$

示例：C_X1、C_X2 各 1 µF；C_Y1、C_Y2 各 5.6 nF；230 V/50 Hz；最坏公差电网 +10%、电容 +20%：

$$I_{Leak} = 253\ \mathrm{V} \cdot 2\pi \cdot 50\ \mathrm{Hz} \cdot \left( 5.6\ \mathrm{nF} + \frac{2.4\ \mathrm{\mu F} \cdot 5.6\ \mathrm{nF}}{2.4\ \mathrm{\mu F} + 5.6\ \mathrm{nF}} \right) = 0.89\ \mathrm{mA} \quad \text{（式 31）}$$

9. X 电容放电电阻计算（原 PDF 第 13~14 页）

安全要求（IEC 60950、60335、62368）：插拔式设备从电网断开后 1 s 内可触及电压须降到 60 V（V_discharge）以下，外导体间电容须用电阻（R_discharge）放电（见原 PDF 图 35，第 13 页）。这些电容主体是 X 电容（容值占主导），但最坏情况还要计入压敏电阻（MOV）电容与对外导体串联的 Y 电容，并考虑电容 +20%、电网 +10% 最坏公差。总电容 C_tot 越大，规定时间 t_discharge 内放完电所需电阻越小。

$$C_{tot} = C_{X1} + C_{X2} + C_{ParaMOV} + \frac{1}{\frac{1}{C_{YL}} + \frac{1}{C_{YN}}} \quad \text{（式 32）} \qquad V_{discharge} = V_{GRID} \cdot e^{-\frac{t_{discharge}}{R_{discharge} \cdot C_{tot}}} \quad \text{（式 33）}$$

$$R_{discharge} < \frac{t_{discharge}}{C_{tot} \cdot \left( -\ln\frac{V_{discharge}}{V_{GRID}} \right)} \quad \text{（式 34）} \qquad P_v = \frac{V_{GRID\_RMS}^2}{R_{discharge}} \quad \text{（式 35）}$$

（译注：式 (34) 原文排版为 −ln(V_discharge/V_GRID)，因 ln 值为负、取负号使分母为正，按此转录。）示例：C_tot = 2.1 µF + 20%（= 2.52 µF）；V_GRID = 230 V + 10%（= 253 V）：

$$R_{discharge} < \frac{1\ \mathrm{s}}{2.52\ \mathrm{\mu F} \times \left( -\ln\frac{60}{253} \right)} = 256\ \mathrm{k\Omega} \;\rightarrow\; \text{选用 } 240\ \mathrm{k\Omega} \qquad P_v = \frac{253^2}{240\ \mathrm{k\Omega}} = 267\ \mathrm{mW}$$

[本库复算核对：−ln(60/253) = 1.4388；1 s/(2.52 µF × 1.4388) ≈ 276 kΩ，与原文 256 kΩ 差约 8%——疑为原文取数所致（「待核实」），两者都导向 240 kΩ 标准值，结论不变；P_v = 253²/240 k = 267 mW ✓。] 放电电阻还要考虑介电强度与爬电/电气间隙。

10. 线滤波器布局与器件要领（原 PDF 第 14~15 页）

布局两大方面：电气安全与影响插入损耗的寄生效应。安全上须按工作电压、污染等级、材料、过电压类别保持爬电与电气间隙，且只能用符合现行安全要求（UL/VDE）的元件。滤波效果要点：

• PE 连接（Y2 电容参考地）尽可能低电感——只有如此 Y2 电容才高效（见原 PDF 图 36，第 14 页，Y2 电容用 WA-SMST 钢制螺柱做低电感 PE 连接）；
• 共模电感下方不得铺铜（见原 PDF 图 37，第 14 页，WE-CMB 连接 3D&2D 视图）——会增大输入→输出寄生耦合电容、恶化高频插入损耗；
• 尽量不给元件焊盘引短桩线（stub），走线直接穿过焊盘以减小寄生连接电感（见原 PDF 图 38，第 14 页，X2/Y2 电容连接 3D&2D 视图）；
• 电感/电容滤波效果会被 H、E 场近场耦合破坏——滤波元件彼此及与干扰源保持精心选择的距离（见原 PDF 图 39，第 15 页，滤波器布置简化表示）。

11. 共模电感磁芯材料（原 PDF 第 15~16 页）

Würth 为共模电感提供三种磁芯材料：锰锌（MnZn）、纳米晶（NC）、镍锌（NiZn）。见原 PDF 图 40（第 15 页）（三磁芯 CMC 1 kHz~1 GHz 实测 CM 插入损耗）：带宽最宽的是纳米晶；锰锌高插入损耗尤其在 50 kHz~5 MHz；镍锌在 5 MHz~500 MHz 表现最佳。前面各节基于标称电感量设计，但那只在电感量于开关频率附近保持稳定、未显著跌落时成立——标称电感量常在 10 kHz 测量，而电感是频率的函数。见原 PDF 图 41（第 15 页）（两只标称 1 mH、同 XS 封装的 CMC 阻抗曲线：1 mH 锰锌 744821201 vs 1 mH 纳米晶 7448012501）：10 kHz 处两曲线几乎重合；约 50 kHz 以上纳米晶因磁导率随频率变化明显趋于平坦；锰锌约 300 kHz 以上转折。1 MHz 处阻抗反算电感量：MnZn 744821201：Z = 3.91 kΩ → L = 0.62 mH；NC 7448012501：Z = 0.915 kΩ → L = 0.146 mH。即标称电感量并非总是合适起始值（取决于频率与磁芯材料）；更好做法是用 REDEXPERT 在所需频率（如开关频率）算共模阻抗，并确保自谐振频率与所需频率有足够距离（高于谐振后插入损耗开始下降）。还要记住共模电感量的温度依赖性（见原 PDF 图 42，第 16 页，锰锌 WE-CMB 不同温度实测共模阻抗）：很低温度下磁导率与电感显著下降；超过居里点（图中 180 °C）磁芯失去全部磁性能、只剩绕组（空心线圈）阻抗。纳米晶没有这种温度依赖（见原 PDF 图 43，第 16 页，纳米晶 WE-CMBNC）。

纳米晶这一特性 + 很宽可用阻抗带宽使其在许多应用成为首选。若滤波器工作不正常和/或比额定电流预示的更热，磁芯可能因共模电流过大饱和。见原 PDF 图 44（第 16 页）（不同磁芯 CMC 实测共模电感量随共模电流变化）：所有 CMC 无论磁芯材料都随共模电流增大明显饱和——源于磁芯没有气隙（气隙原本可像储能电感那样防过早饱和）。实际共模电流一般 <10 mA、相对不敏感；高共模电流见于电机逆变器应用（对 PE 电容耦合高 → 大量共模电流循环把 CMC 推向饱和）。

12. WE-CLFS 线滤波器（原 PDF 第 16~17 页）

不想自行搭建分立滤波器时，见原 PDF 图 45（第 16 页） 的 WE-CLFS 系列集成滤波器（通过 IEC/EN/UL 60939-2 认证）提供替代：含线滤波器全部元件（压敏电阻除外），有单级/两级版本，还有不带 Y 电容变体（用于不允许漏电流的应用，如医疗）。额定电流 1.5~20 A。集成滤波器要正常工作，金属外壳须与 PE/机箱牢固低阻抗连接，输入/输出电缆保持足够距离防耦合。

13. 总结（原 PDF 第 17 页）

开发者可用简单数学与常见测量技术成功设计 AC 线滤波器：首要目标是按插入损耗把尺寸算对，避免不必要成本并让设计尽可能紧凑；两级相对单级的优势得到证实。Würth 提供广泛无源与机电元件足以搭建完整线滤波器；附录提供更多信息。

A 附录（原 PDF 第 18~20 页）

A.1 元件清单（原 PDF 第 18 页）

A.2 两级滤波器测量与计算（原 PDF 第 18~19 页）

浪涌测试 IEC/EN 61000-4-5；传导/辐射发射测试 IEC/EN 55032/55011。元件值差异很大的两级滤波器（DM 例，如电感尺寸不同）有两对极点：低频/高频极点（本例 L1 电感大、C1 容值大；电路见原 PDF 图 46，第 19 页）：

$$\Delta s = \left( 1 + \frac{s}{\omega_L \cdot Q_L} + \frac{s^2}{\omega_L^2} \right) \cdot \left( 1 + \frac{s}{\omega_H \cdot Q_H} + \frac{s^2}{\omega_H^2} \right) \quad \text{（式 36）}$$

$$\omega_L = \frac{1}{\sqrt{L_1 \cdot C_p}} \;\rightarrow\; f_{CL} = \frac{1}{2\pi\sqrt{L_1 \cdot C_p}} \quad \text{（式 37）} \qquad C_p = C_1 + C_2 \quad \text{（式 38）}$$

$$\omega_H = \frac{1}{\sqrt{L_2 \cdot C_S}} \;\rightarrow\; f_{CH} = \frac{1}{2\pi\sqrt{L_2 \cdot C_S}} \quad \text{（式 39）} \qquad C_S = \frac{1}{\frac{1}{C_1} + \frac{1}{C_2}} \quad \text{（式 40）}$$

（两级滤波器衰减特性与 LTspice 仿真电路见原 PDF 图 47/48，第 19 页。）

A.3 用压敏电阻 820543011 在阻性负载（白炽灯）上的真实 2 kV 浪涌测试（原 PDF 第 20 页）

见原 PDF 图 49（第 20 页）：（译注：原文图题误复用图 45“WE-CLFS line filters…”——本图实为浪涌实测波形，按正文判读）黄线=浪涌发生器电压；绿线=流过压敏电阻电流，最大 700 A；红线=压敏电阻两端电压，最大 850 V。

A.4 参考文献（原 PDF 第 20 页）

[1] Trilogy of Magnetics，第 5 版。

本库展开：单相线滤波器设计核对（本库视角，非原文内容）

1. 进网第一关的完整输入模块：本篇线滤波器（X/Y 电容 + 共模电感 + 放电电阻）与库内 MOV/NTC/保险丝构成同一输入模块——MOV 管雷击/操作浪涌（第 7 章正是 MOV 选型）、NTC 管上电浪涌、保险丝管后续电流；分工见 00_总览 输入保护配套组合，本篇补齐 X/Y 电容 + 共模电感 + 放电电阻这段。
2. 40 与 80 dB/decade 的算术：单级按式 (3)/(4)、两级按式 (10)/(11)——设计起点是“不带滤波器参考测量”，无法测量则按 ≥40 dB 起步（§2.2）；X 电容随电网浪涌劣化、CMC 电感公差大，两处原文都强调留安全余量（§3）。
3. “标称电感量不是起始值”（§11）：CMC 电感随频率/材料大幅变化——1 mH 纳米晶在 1 MHz 只剩 0.146 mH、锰锌剩 0.62 mH；在开关频率处用 REDEXPERT 读共模阻抗并避开自谐振点，与反激变压器教程用低频 AL 值是完全不同的读法。
4. 与库内 EVM 呼应：各 EVM 翻译的 EMI 实测节（如 NCP1568/05_EVBUM2734精译 的 X2 电容位、NCP1680/05_EVBUM2822精译_300W 输入模块）与本篇漏电流式 (29)、放电式 (32)~(35) 直接配套——“EVM 里为什么用 560 nF X2”在这篇能找到计算依据。
5. 抖频与滤波器是同一预算：库内高频反激/准谐振 IC 用抖频把开关频点能量摊开，正对应本篇“开关频率低于频谱则按首个相关谐波设计”（§3）与“两级 350 kHz 起宽带多 30 dB”（§5/§6）的取舍。

译者附注（全库视角）

1. 关键数字速查：单级 40 dB/decade、两级 80 dB/decade；单级算例 f_CO = 30 kHz、两级 f_CO = 95 kHz；两级截止频率取 0.6×/1.6× 且相隔 ≥1 倍频程；漏电流实用限值 3.5 mA；放电 1 s 内 <60 V；压敏电阻例 14 mm/300 V_RMS（2 kV 浪涌 → I_G 1163 A、I_C1 653 A、I_Cmax 766 A、钳位 794~1020 V、W_max 12.9 Ws < 140 Ws、T_cool 21.5 s < 60 s）；8/20 µs → t_eq 21.16 µs；磁芯材料分工（MnZn 50 kHz~5 MHz、NiZn 5~500 MHz、NC 最宽带无温度依赖）。
2. 本库复算汇总：式 (31) 漏电流 0.89 mA ✓；式 (34) 放电电阻复算 ≈276 kΩ vs 原文 256 kΩ（「待核实」，均导向 240 kΩ）；式 (27) W_max = 12.9 Ws ✓；式 (28) T_cool = 21.5 s ✓。
3. OCR/转写存疑点：①式 (26) 原文 “794 kV” 为笔误，实为 794 V；②图 49 图题误复用图 45；③式 (34) 按 −ln(V_dis/V_GRID) 转录；④图 33 寿命曲线刻度以原 PDF 为准。

上一级：EMI滤波