NCP1681 规格书全译 —《Totem Pole Power Factor Correction Controller》（图腾柱功率因数校正控制器）

原文：onsemi《NCP1681 — Totem Pole Power Factor Correction Controller》Datasheet，文档编号 NCP1681/D，Rev. 1，2023 年 5 月（版权页印刷 © Semiconductor Components Industries, LLC, 2022）。共 41 页编号正文 + 1 页封装机械尺寸图（SOIC−20 NB 窄体，CASE 751EZ，ISSUE O，尺寸文档 98AON12136H）。原文 PDF：datasheet/NCP1681_datasheet.pdf。 本篇为规格书全文忠实翻译：逐节覆盖首页描述/特性/应用/标记图、订购信息（表 2）、引脚定义（表 1，20 脚逐一，含 2 个爬电距离移除脚）、绝对最大额定值全表（表 3 及注 1~3）、电气特性全表（表 4，min/typ/max 逐行、20 个功能分组）、图腾柱工作原理与全部功能描述章节（式 1~9 全部保留并译出变量定义）、开环驱动脉冲（表 5）、故障处理矩阵（表 6）、全部插图（图 1~38）逐图列出、封装与机械信息。版权归 onsemi。 ⚠️ 字形替换说明：文本提取版存在系统性 PDF 字形替换——µ→m（µA/µS/µF/µH/µs 全部显示为 mA/mS/mF/mH/ms）、Ω→W（kΩ→kW、MΩ→MW）、θ→q（RθJA→RqJA）；公式区另有 “=”提取为“+”、“×”提取为“@”、“−”提取为“*”、“≤”提取为“t”、“→”提取为“³”、√2 提取为“Ǹ2”、π 提取为“p”、d′ 提取为“dȀ”、括号提取为 ǒ…Ǔ。已按官网排版惯例、同族 NCP1680/D 同名参数与数值自洽关系逐一还原，关键处随文标注「译注」；时间量 ms 与 µs 的甄别准则及逐项清单见文末译者附注 2/3。 ⚠️ 原文内部不一致处（详表见文末译者附注 4）均以「译注」标明，以电气特性表（表 4）为准。 插图为原版图翻拍（img/ds 前缀，共 16 张，裁自 NCP1681/D Rev. 1 原版 PDF 第 1~3、13~15、20、22、24~26、30、34、39 页），每张含原图图题，未做任何描改。

1. 描述（DESCRIPTION，首页全译）

NCP1681 是一款创新性的多模式（Multi−Mode, MM）与连续导通模式（Continuous Conduction Mode, CCM）功率因数校正（Power Factor Correction, PFC）控制器 IC，专为驱动无桥图腾柱（bridgeless totem pole）PFC 拓扑而设计。无桥图腾柱 PFC 由两个图腾柱桥臂组成：一个在 PWM 开关频率下驱动的快开关桥臂（fast leg），和一个工作在交流线频率的第二桥臂（慢桥臂，slow leg）。该拓扑省去了传统 PFC 电路输入端的二极管整流桥，从而显著提升效率与功率密度。NCP1681 提供**固定频率版（Fixed Frequency，NCP1681Ax）或多模式版（Multi−Mode，NCP1681Bx）**两种型号。[译注：首页标记图 NCP1681xxG / AWLYWW——xx = AA、AB 或 BA，A = 封装产地，WL = 晶圆批次，Y = 年份，WW = 周次，G = 无铅封装；封装 SOIC−20 窄体，CASE 751EZ。]

2. 特性（FEATURES / Multi−Mode Operation / Safety Features / Applications，全译）

通用特性：图腾柱 PFC 拓扑省去输入二极管桥，实现极高效率与紧凑设计；交流线监测电路与交流相位检测；掉电（Brownout）检测；数字环路补偿；新颖的电流检测方案，可同时检测电感电流的上升斜率（upslope）与下降斜率（downslope）；PFCOK 指示；跳机/待机（Skip/Standby）模式，优化轻载性能；所有工作模式下接近 1 的功率因数。 多模式工作：重载条件下连续导通模式（CCM）；轻载与中载条件下临界导通模式（Critical Conduction Mode, CrM）；可选的全负载范围固定频率 CCM；简化型谷底检测。 安全特性：软过压与快速过压保护（Soft & Fast OVP）；OVP 与 OTP 两电平锁存输入；母线欠压保护（Bulk Undervoltage Protection, BUV）；内部热关断；逐周期限流（Cycle−by−cycle Current Limit）。 应用：云/服务器电源；高性能计算；5G/电信电源；工业电源；超高密度（UHD）电源；商用电源（Merchant Power）。

3. 订购信息（表 2 ORDERING INFORMATION，全表）

首页注明：“详细订购与发运信息见本规格书第 4 页”（即本表）。

† 编带卷盘规格（含器件方向与编带尺寸）详见 onsemi《Tape and Reel Packaging Specifications Brochure》BRD8011/D。[译注：型号后缀 D2R2G 对应表中 SOIC−20 无铅封装与 2500 片编带卷盘发运；VILIM 列为低线（LL）/高线（HL）限流阈值，与表 4 VILIMIT1 一致（BA 高线 0.84 V = 1.4 V 的 60%）。]

4. 引脚配置与引脚功能（首页 PIN CONNECTIONS + 表 1，20 脚逐一）

SOIC−20 顶视引脚排布。左列自上而下：1 FAULT、2 PFCOK、3 FB、4 VM、5 AGND、6 CS、7 ZCD、8 INVPOL、9 SRH、10 SRL；右列自上而下：20 LVSNS2、（19 移除）、18 LVSNS1、（17 移除）、16 AUX、15 VCC、14 PWMH、13 PWML、12 PGND、11 POLARITY。

5. 绝对最大额定值（表 3 MAXIMUM RATINGS，全表；所有电压以 AGND 为参考）

超过最大额定值表所列限值的应力可能损坏器件；若超出这些限值，不应假定器件功能正常，可能发生损坏并影响可靠性。 注：1. 该电平足够低，保证不超过内部 ESD 二极管与 5.5 V 稳压（ZENER）二极管；只要脚电流保持在 −2 mA / +5 mA 范围内，可施加更高或更负的电压。2. 本器件含 ESD 保护并超过以下测试：人体模型（HBM）3500 V（JEDEC JESD22−A114E）；器件充电模型（CDM）1250 V（JEDEC JESD22−C101E）。3. 本器件含闩锁（latch−up）保护，超过 100 mA（JEDEC JESD78）。

6. 电气特性（表 4 ELECTRICAL CHARACTERISTICS，全表逐行）

条件：VCC = 12 V，VLVSNS1 = 1.2 V，VLVSNS2 = 0 V，VFB = 2.4 V，VFAULT = 开路，CPOLARITY = 100 pF，VAUX = 0 V，VZCD = 0 V，VCS = 0 V，CVCC = 100 nF，CSRL = CSRH = 100 pF，CPWML = CPWMH = 100 pF；典型值对应 TJ = 25 ℃，min/max 对应 TJ = −40 ℃ ~ 125 ℃，除非另有规定。产品参数性能按所列测试条件在电气特性中给出，除非另有说明；若在不同条件下工作，产品性能可能不由电气特性所指示。 [全局译注：本表原提取中所有 µ 前缀均显示为 m（µ→m 字形替换），Ω 单位列显示为 W；下表 µA/µs/Ω 系按同族 NCP1680/D 同名参数与数值自洽关系还原（见附注 2/3），型号差异值以“AA·AB 值 / BA 值”或“AA·BA 值 / AB 值”并注。]

6.1 启动与供电电路（START−UP & SUPPLY CIRCUITS）

6.2 交流过零管理（AC ZERO CROSSING MANAGEMENT：主 PWM 驱动控制 / 极性检测控制 / 慢桥臂（SR）驱动控制 / 同步 (1−d) 驱动控制）

6.3 掉电、线路跌落与线范围检测（BROWN−OUT, LINE SAG AND LINE RANGE DETECTION）＋交流线频率监测（AC LINE FREQUENCY MONITORING）

6.4 谷底检测电路（VALLEY DETECTION CIRCUIT，仅 NCP1681Bx）＋快桥臂驱动信号（PWML & PWMH）＋慢桥臂驱动信号（SRL & SRH）＋极性与 INVPOL 输出（POLARITY & INVPOL OUTPUT）

6.5 PWM 控制电路（PWM CONTROL CIRCUIT）＋调节模块（REGULATION BLOCK）

6.6 ZCD 引脚（ZCD PIN）＋CrM/CCM 检测（CrM/CCM DETECTION，仅 NCP1681Bx）＋乘法器电路（MULTIPLIER CIRCUIT）

6.7 电流检测块（CURRENT SENSE BLOCK，CS 脚）＋欠压与过压保护（UNDERVOLTAGE & OVERVOLTAGE PROTECTION）＋PFCOK 与 BUV 保护＋静态 OVP（STATIC OVP）

6.8 软跳周期电路（SOFT SKIP CIRCUIT）＋故障保护（FAULT PROTECTION）＋热关断（THERMAL SHUTDOWN）

7. 典型应用原理图与内部框图（图 1~3）

图 1 典型 CCM 应用原理图、图 2 典型多模式应用原理图、图 3 内部框图：三图均为图形版式，文本提取无法完整复原连线与元件值；框图含交流线监测/极性检测、6 路驱动（PWML/PWMH/SRL/SRH/POLARITY/INVPOL）、LVSNS1/LVSNS2 差分线检测、CS/ZCD 电流检测、AUX 谷底检测、VM 乘法器输出、数字补偿器等主要功能块（块名以 §8~§27 正文描述为准）。

8. 图腾柱工作原理（TOTEM POLE THEORY OF OPERATION，图 4~6）与 VCC 管理及启动时序

图腾柱 PFC（TPFC）电路如图 4 所示，由两个半桥构成：一个通常称为**“快桥臂（Fast Leg）”，以 PWM 频率开关；另一个通常称为“慢桥臂（Slow Leg）”，以交流线频率开关。快桥臂开关扮演经典升压 PFC 中开关管与二极管的角色，即调节输出电压并整形输入电流，实现高功率因数与低谐波失真；慢桥臂开关扮演经典升压 PFC 中二极管桥的角色。采用低导通电阻的有源开关替代二极管使效率提升；而且 TPFC 的导通路径中只有一只慢桥臂器件和一只快桥臂器件，而传统升压 PFC 的导通路径中有两只桥臂二极管加一只有源开关（或升压二极管）——导通路径器件更少且有源开关替代桥臂二极管，使 TPFC 比经典升压 PFC 实现更高的系统效率与功率密度。 图 4 中快桥臂开关以 MOSFET 表示，但 NCP1681 应用一般推荐宽禁带（WBG）晶体管**：无论碳化硅（SiC）还是氮化镓（GaN），均具有优异的 Qg×Rds(on) 品质因数且几乎没有反向恢复电荷 Qrr，是 TPFC 快桥臂的最优器件，尤其在 CCM 工作时。NCP1681 产生的 PWM 驱动信号为逻辑电平信号，必须使用外部栅驱动 IC 正确驱动快桥臂；由于 CCM 中硬开关引起的噪声，推荐电气隔离栅驱动器，如 NCP51561。TPFC 电感电流双向流动，快、慢桥臂开关的指令随交流线周期极性改变；正、负半线周期工作分别见图 5、图 6。

正半周期（图 5）：由 PWML 执行脉宽调制（占空比控制）——PWML 变高开通低侧快桥臂器件，电流给电感充电储能（实线蓝线）；PWML 变低后电感电流转移到高侧快桥臂开关，把能量从电感传到负载（虚线蓝线）。本半周期内高侧快桥臂器件并非必须导通，但 PWMH 可变高开通高侧器件，在较高负载下提升系统效率。整个正半线周期电流自左向右流过电感，且始终经低侧慢桥臂器件返回电源，故 SRL 变高开通相应慢桥臂器件以获得最优效率。

负半周期（图 6）：由 PWMH 执行脉宽调制——PWMH 变高命令高侧快桥臂器件导通、给电感充电储能（实线红线）；PWMH 变低后电感电流转移到低侧快桥臂开关、把能量传到负载（虚线红线）。本半周期内低侧快桥臂器件并非必须导通，但 PWML 可变高开通低侧器件以在较高负载下提升效率；整个负半线周期电流自右向左流过电感，始终经高侧慢桥臂器件返回电源，故 SRH 变高开通相应慢桥臂器件。

VCC 管理与启动时序：NCP1681 需要至少 VCC(ON)（典型 10.5 V）的供电偏置才能使能并开始正常工作。由于控制器不含内部高压启动，偏置电源必须来自外部（如专用辅助电源或下级变换器）。此外，控制器必须有足够的输入电压（BONOK 清除）且确认交流线频率处于预期工作范围内（NDRV_EN ≥ 4），然后可在下一个极性上升沿上电，使启动与正半线周期同步。启动条件归纳：掉电保护 BONOK 已清除；VCC > VCC(ON)；NDRV_EN ≥ 4；极性信号上升沿。若供电电压处于迟滞带内（VCC(OFF) < VCC < VCC(ON)），控制器不会启动——这是为保证器件具有 VCC(ON) 与 VCC(OFF) 之间最小 1.2 V 的规定迟滞，使启动时增大的电流消耗不会把 VCC 拉到 VCC(OFF)（典型 8.8 V）以下。器件一旦使能，VCC 可降到低至 VCC(OFF) 而不致禁用；但启动时 VCC 必须超过并保持在 VCC(ON) 之上。

9. 线电压检测（Line Voltage Sensing，图 7/8，式 1）及线检测相关功能

图 7 为线电压检测方案的推荐应用配置。需外部电阻分压器把两个高压节点分压后做差分线检测。对通用输入消费类应用，推荐分压比 KL_DIV 典型 100：

$$\frac{R_{LOWERx}}{R_{LOWERx} + R_{UPPERx}} = \frac{1}{K_{L\_DIV}} \qquad \text{(eq. 1)}$$

即接口到 NCP1681 的低电压信号约为被监测高压信号的 1%。LVSNS1 脚接口到主升压电感 LBOOST 的低频节点，LVSNS2 脚接口到慢桥臂功率开关的桥臂电压。内部线检测电路设计为高输入阻抗，允许使用大阻值外部电阻以最小化分压器功耗，使应用达到低空载功耗。RUPPERx 典型取 5 MΩ~10 MΩ [译注：原提取“5 – 10 MW”，W→Ω]，RLOWERx 可取 50 kΩ~100 kΩ；实践中分压器上段应至少由两只 1206 封装电阻串联，以承受电压降。 图腾柱拓扑中交流线电压相对控制器地是浮动的，故必须采用差分测量技术确定交流线电压幅值。NCP1681 采用差分电压检测与整流，重构出等于 |VLVSNS1 − VLVSNS2| 的波形，简记作 VLINE；关键波形见图 8。重构波形用于需要测量线电压幅值的功能（如掉电与线电平检测）；线电压检测还负责判定交流电压的极性（正或负半线周期）并测量交流线频率。总计，线检测用于：a. 极性检测；b. 交流线频率监测；c. 掉电保护；d. 线电平（线范围）检测；e. 交流过零驱动管理——分别见 §10~§13 与 §14。

10. 极性检测（Polarity Detection，图 9/10）

图 9 为极性检测电路的简化框图。两路线感信号被直接相互比较以判定二者相交的时刻——交越（crossover）表明交流线电压改变了极性。可外加滤波电容提高极性检测电路的噪声免疫；推荐 RC 滤波器时间常数约 20 µs~200 µs [译注：原提取“20 – 200 ms”，µ→m 还原]，足以对电源的开关频率提供噪声免疫，又不至于过大而给线感信号带来明显滞后。此外，极性比较电路的输出还经过一个数字毛刺（glitch）滤波器，在比较电路反复翻转时提供额外免疫。毛刺滤波器带定时器 TPOL_FILTER，为 200 µs [译注：µ 由字形还原]。滤波器行为见图 10：输入必须保持在某一逻辑态超过滤波器定时器时长，输出才转移到该状态；若输入翻转但保持时间不超过 TPOL_FILTER（图 10 中 t1、t2、t3 与 t5、t6、t7），输出保持先前逻辑态、定时器等效复位；t4 与 t8 大于 TPOL_FILTER，使输出转移到新状态。

11. 交流线频率监测（AC Line Frequency Monitoring，图 11/12）

NCP1681 带有可选的线频率监测电路，利用定时器与计数器监测交流线频率（TLINEFREQ），确保极性比较器输出以与市电频率规范 45~65 Hz 一致的速率翻转。时序图见图 11：控制器实际测量滤波后极性信号每个边沿之间的时间间隔；若某间隔（如 t1）测得超出预期频率范围，控制器禁用慢桥臂驱动信号 SRL 与 SRH，并启动 100 ms 定时器 tLINEFREQ(DLY)；若在 tLINEFREQ(DLY) 到期前测得符合规范的间隔（t2、t3），则定时器复位、慢桥臂驱动脉冲重新使能。若极性翻转持续超出市电频率规范且定时器到期，控制器禁用快桥臂驱动脉冲并进入故障模式（t5 之后；整个 t5 间隔内慢桥臂脉冲被禁用）。故障模式下极性信号与线频率监测器保持激活，对极性信号做连续时间间隔测量；器件一旦检测到 4 个连续的、处于线频率规范内的极性边沿，将像新启动一样从故障模式自动恢复。交流线频率监测阈值为 tLINE(65)（标称 72 Hz）与 tLINE(45)（标称 42 Hz [译注：电气特性表 typ 41 Hz，以表为准]）——阈值留有裕量，保证最坏容差下交流线频率总能在 45~65 Hz 内工作。NCP1681 的启动与滤波后极性信号的上升沿同步，且要求至少 4 个连续半线周期（极性翻转）处于有效 TLINEFREQ 时长内；控制器使能计数器在电气表中记作 NDRV_EN。线频率工作见图 12：Line Freq OK 标志在第 4 个连续、时长有效的极性翻转的上升沿置高。极性信号上升沿表明交流线正进入正半线周期——这是应用启动的首选导通角，因为低侧快桥臂器件将是占空比受控的器件。

12. 掉电（Brown−Out）与线路跌落（Line Sag）保护（图 13/14）

NCP1681 的特性集包含线电压掉电（BO）与线路跌落（SAG）检测。这两个检测电路协同构成一个线电压 UVLO：线电压峰值超过 VBO(start) 阈值（典型 1.1 V）时使能驱动脉冲，线电压跌破 VBO(stop) 阈值（典型 1 V）持续给定定时器时长后禁用驱动脉冲。考虑到 LVSNSx 输入被推荐为交流线电压的 1%，这对应标称使能阈值约 110 V（约 78 VAC）、标称禁用阈值约 100 V（约 71 VAC）。 图 13 为 NCP1681 BO/SAG 检测电路的代表性框图。电路监测由 NCP1681 内部差分线检测生成的线电压 VLINE，并与两个 VBO 阈值比较。BO 与 SAG 的电压阈值相同，差别在于各自输出置高前的时间以及控制器随后采取的动作。图 14 展示线路跌落与掉电期间控制器的响应。25 ms 的 SAG 定时器 tSAG(blank) 允许应用在 NCP1681 继续输出驱动脉冲的同时承受单个交流线周期的线电压掉电；若 SAG 定时器到期，控制器进入**软停止（soft stop）**期——内部控制电压被缓慢放电到 0 V、PWM 脉宽逐渐收窄，降低应用的功率传输。软停止期之后极性信号仍保持激活，一旦线电压超过 VBO(start) 阈值控制器即可立即重启。若 650 ms 的掉电定时器到期，NCP1681 将禁用极性检测电路并复位器件（包括一切锁存故障）；应用从 BO 重启后按初始上电一样工作。

13. 线范围检测（Line Range Detection）

NCP1681 具有输入电压范围检测功能，区分高线（标称 230 VAC）与低线（标称 115 VAC）输入。输入电压范围基于重构 VLINE 信号测得的峰值电压判定；默认上电进入低线模式。若 VLINE 超过高线阈值 VHL（典型 2.36 V）的持续时间长于 tfilter(HV)（典型 300 µs [译注：原提取“300 ms”，按 µ→m 还原，见附注 2]），控制器转入高线模式。进入高线模式后，线电压峰值必须跌破 VLL（典型 2.22 V）持续超过 tblank(LL)（典型 25 ms）才回到低线模式——消隐时长 tblank(LL) 设得足够长，使控制器在单个线周期掉电事件中保持在高线模式。若控制器从高线转入低线模式，则启用锁定定时器 tline(lockout)（典型 500 ms）：定时器时长内阻止控制器在低线转换后立即转回高线，防止器件在低线/高线模式间来回振荡。2.36 V 与 2.22 V 的转换阈值典型对应线电压 167 VAC 与 157 VAC——不属于任何国家标准市电电压的中间值，应用输入电压几乎不可能工作在转换阈值附近；此外转换阈值具有最小迟滞 VLR(HYS) = 100 mV，作为器件来回振荡的又一层保护。线范围检测的目的是：控制器据此修改内部数字补偿器的增益，为通用宽输入市电应用优化 PFC 的性能与工作——具体而言，器件检测到处于高线范围时，数字补偿器的环路增益降低为 1/4。

14. 交流过零管理与开环驱动脉冲（AC Zero Crossing Management，图 15/16，表 5）

交流过零管理是 NCP1681 中决定各驱动信号在每个半线周期始末何时使能/禁用的功能，直接影响图腾柱拓扑的鲁棒性与性能。NCP1681 具有 6 个驱动信号，可分为三类：1) 主（占空比受控）PWM 驱动信号；2) 开关周期 (1 − d) 时段出现的同步（sync）PWM 驱动信号；3) 每半线周期开关一次的慢桥臂“整流器”（SR）驱动信号。每个驱动信号都有各自的停止/启动阈值，是线电压幅值 VLINE（= |VLVSNS1 − VLVSNS2|）的函数。 图 15 展示主 PWM 驱动（记作 PWMd）的过零管理阈值；同样的停止/启动原则适用于同步 PWM 与 SR 驱动（阈值不同）。图 15 给出从正半线周期（导通角 0°~180°）开始的完整交流线周期：正半周期中 LVSNS2 脚电压被拉到 0 V，LVSNS1 随交流线幅值成比例增大；当交流线幅值超过阈值 VZCB_START1(xL)（典型 120 mV）时，控制器开始向占空比受控器件（此处为 PWML）发出驱动信号；当导通角接近 180°、VLINE 最终跌破 VZCB_STOP1(xL) 阈值（典型 100 mV）时，控制器消隐送向占空比受控器件的驱动脉冲。负半周期的过零管理与正半周期基本相同，只是控制器处理负半周期特有的 LVSNS 信号：此半周期中 LVSNS2 被上拉到约 PFC 母线电压 1% 的电压，LVSNS1 相对控制器 GND 脚的幅值下降、但相对 LVSNS2 的幅值增大。控制器的差分线检测重构 VLINE = |VLVSNS1 − VLVSNS2|，使 VLINE 在正、负半周期对称，过零管理可对两个半周期使用同一组比较阈值——VZCB_START2(xL) = 120 mV、VZCB_STOP2(xL) = 100 mV，与正半周期相同，保证过零管理在整个交流线周期内对称。同步 PWM 与 SR 驱动的过零管理遵循与主 PWM 相同的原则，但阈值更高（主 PWM 在半周期中开关的占比更大）：慢桥臂 SR 驱动 VSR_START1(xL) 典型 200 mV、VSR_STOP1(xL) 典型 180 mV（工作对称，负半周期启停阈值相同）；同步驱动启动阈值 VSYNC_START1(xL) 典型 220 mV、停止阈值典型 200 mV。交流过零管理块的所有阈值都带迟滞，确保噪声污染 LVSNS 信号时不会反复使能/禁用。而且所有驱动信号都在交流线电压到达真正过零点之前被禁用——这会带来少量增加的过零失真，但全部驱动禁用营造了安静环境，保证极性信号的精度与鲁棒性，而极性信号决定 PWM 与 SR 驱动信号能否在相应半周期被送往正确器件。 开环驱动脉冲（Open Loop Drive Pulses）：NCP1681 的另一关键功能是极性转换之后立即发出的开环驱动脉冲。交流线过零后，慢桥臂桥臂节点保持前一半周期的残余电压电荷，须在即将到来的半周期内从 VBULK 转换到 0 V（或反之）。考虑到靠近交流过零的 PWM 受控驱动脉冲通常以高占空比工作，用这些脉冲转换慢桥臂电压会在电感中造成过高的电流尖峰；因此更有益的是用更短、更小固定占空比的驱动脉冲来启动慢桥臂桥臂节点电压转换。此阶段主占空比受控 FET 的导通时间逐渐增大，辅助慢桥臂桥臂节点电压在母线电压与地之间转换；其关断时间也逐渐增大以维持相同占空比。开环驱动脉冲期间，慢桥臂驱动与 (1−d) 驱动保持为低，电流检测输入被消隐。脉冲时长与周期见表 5；图 16 给出含开环驱动脉冲的过零转换标注时序。

表 5　开环驱动脉冲（OPEN LOOP DRIVE PULSES）

[译注 5：表 5 表头单位印刷为“ms”。若按 ms 计，四级脉冲串合计 52 ms，将超过单个工频半周期（50 Hz 时 10 ms）数倍，与“过零后须在即将到来的半周期内完成慢桥臂节点转换”矛盾；且本提取版全文存在 µ→m 字形替换，故单位应为 µs（四级占空比均为 25%，与“更小固定占空比”描述自洽；合计 52 µs ≈ 65 kHz 下约 3.4 个开关周期）。数值照原文保留。] 图 16 事件标注（A~J）：(A) 检测线电压跌破 VZCB_STOP2(xL)，“D”驱动信号（占空比受控驱动）禁用；(B) 跌破 VSR_STOP2(xL)，慢桥臂驱动信号禁用（事件 A 与 B 可同一时刻发生，或 A 略早/略晚于 B）；(C) 两个检测节点交越，代表交流相位反转的实际时刻；(D) 滤波后的极性边沿；(E) 负→正半线周期转换时在低侧 M2（PWML）驱动上、正→负转换时在高侧 M1（PWMH）驱动上发出的开环驱动脉冲；(F) 开环驱动脉冲辅助慢桥臂开关节点电压 400 V→0 V 或 0 V→400 V 转换；(G) 慢桥臂开关节点电压的稳定；(H) 线电压超过 VSR_START1(xL) 后使能低侧慢桥臂 M4；(I) 线电压超过 VZCB_START1(xL) 后使能快桥臂驱动 M2（注意事件 H 不一定发生在事件 I 之前——依所选选项，可能事件 I 先发生）；(J) 用于 CCM 占空比调制（VM 生成）的电流检测在事件 (E)/(F) 期间被消隐/短接，确保控制环不对该时段做出响应。为简洁，图中未画出同步 PWM (1−D) 驱动信号。

15. 工作模式：多模式工作（Operating Modes / Multi−Mode Operation，图 17）

NCP1681 有两个版本：“A”版以固定开关频率、预测型电流模式控制工作，最适合满载效率与低谐波失真是关键设计要求的大功率（> 1 kW）CCM 应用。“B”版为多模式（MM）器件：大功率时工作于固定频率 CCM，中载时工作于频率钳位临界导通模式（FCCrM），轻载时工作于开关频率降低的断续导通模式（DCM）。MM 器件最适合输出功率需求约 300 W~1 kW、或须优化轻载效率与 THD 的应用；此外，与典型 CCM 应用相比，MM 控制算法还能提高升压电感的功率密度。 多模式工作（图 17）：“B”版重载固定频率 CCM、中载 FCCrM、轻载带谷底开关的 DCM；不同工作模式间的转换取决于电感电流导通时间的长短（图 17）。FCCrM 中，若开关频率保持在 130 kHz 频率钳位阈值以下，控制器工作于变频临界导通模式（CrM）；开关频率一旦超过钳位频率，控制器转入 DCM，下一开关周期的开通与开关节点谐振的谷底同步。中载下 CrM 与 DCM 之间的转换可在半个交流线周期内发生：控制器常在交流线峰值附近工作于 CrM（电感导通时间较长、开关频率较低），随交流线电压趋近于零、电感导通时间缩短而转入 DCM。负载继续减小时，变换器可能在整个交流半线周期内工作于 DCM，在不同谷底间开关；负载进一步减小，控制器进入开关频率降低模式，负载越轻开关频率被压得越低——DCM 中的频率降低由新颖的斜坡调制电路实现，负载下降时强制更长的开关周期与更多的谐振谷。负载趋于 0 时，控制器把开关频率钳位到最小值 **FMIN（典型约 30 kHz）**以抑制可闻噪声。FCCrM 内的所有转换完全基于电感导通时间判定，控制器无缝执行这些转换，不引起工作不连续并保持良好功率因数。

进入 CCM 的判据：重载下电感导通时间规律性地超过 CCM 开关周期的 112% 时获得固定频率 CCM 工作。在 NCP1681BA [译注：原文印“NCP1680BA”，笔误] 中 CCM 开关频率为 65 kHz，故电感导通时间须超过约 17.2 µs（1.12/FCCM）[译注：原提取“17.2 ms”，µ→m 还原]。除开关频率阈值外，控制器转换到 CCM 还须满足：电感导通时间超过 CCM 开关周期的 112% 达至少 8 个连续开关周期；CS 脚测得的峰值上升斜率电流超过低线 CS 峰值限流的 25%，该阈值 VCS_CCM−H 标称 350 mV；控制器不能在转换到 CrM 后立即转回 CCM——CCM→CrM 转换后须至少经过 260 ms 的 CrM 工作，控制器才允许转回 CCM [译注：表 4 TCrM(Min) typ 262 ms，正文为约数]。控制器一旦转换到固定频率 CCM，将保持该工作模式直到满足退出判据。该模式下 PFC 在整个交流线周期内以固定频率开关，与电感导通时间长短无关；即使电感已完成退磁、开关节点正在谐振，开通也没有谷底同步。 退出 CCM 的判据（为输出功率提供迟滞，防止控制器在 CrM 与 CCM 间持续振荡；PFC 输出功率须已降低到满足以下条件）：电感导通时间不得超过 CCM 开关周期的 112% 达至少 8 个连续开关周期；CS 脚测得的峰值上升斜率电流须持续低于 CS 峰值限流的 15%，该阈值 VCS_CCM−L 标称 210 mV；上述两条判据之一须持续至少 TCCMend（标称 360 ms）。

16. 固定频率 PWM 工作：预测型平均电流模式与乘法器（Fixed Frequency PWM Operation，图 18，式 2~5）

固定频率工作中，NCP1681 采用预测型平均电流模式控制方案实现功率因数校正与输出电压调节。该控制方法利用一个跨导乘法器（图 18），检测电感电流并产生正比于电感电流的输出电流。乘法器接收三个输入信号：(A) 2 V 电压基准；(B) 重构电感电流——两个信号之和，即 CS 脚检测的上升斜率电流与 ZCD 脚检测的下降斜率电流；(C) 来自数字补偿器输出的控制电压。乘法器输出电流馈入外部电阻 RM，设定乘法器电压 VM，用于占空比调制。RM 上须并联一只对地电容以滤除 VM 上的开关纹波；推荐乘法器滤波时间常数为 50~100 µs [译注：原提取“50 – 100 ms”，µ→m 还原——50~100 ms 的时间常数落入线频率量级，与 5~10 Hz 环路带宽矛盾]。

乘法器输出产生的电压见式 2，其中 GVM 为乘法器跨导，典型 75 µA/V [译注：原提取“75 mA/V”，µ→m 还原；与 IM1,LL = 35.7 µA = 75 µA/V × 2×1 V/4.2 V 精确自洽]：

$$V_M = \frac{2 \times V_{CSZCD}}{V_{CTRL}} \times G_{VM} \times R_M \qquad \text{(eq. 2)}$$

该电压被用于 PWM 驱动控制逻辑，命令 PWM 受控开关的开关占空比。开关占空比 d 及其补 d′ 由下式决定，其中 VRAMP,PK 标称 3.75 V：

$$d = 1 - \frac{V_M}{V_{RAMP,PK}} \qquad \text{(eq. 3)} \qquad\qquad d' = \frac{V_M}{V_{RAMP,PK}} \qquad \text{(eq. 4)}$$ [译注：式 3 原提取“d + 1 * VM/VRAMP,PK”，式 4 原提取“dȀ + VM/VRAMP,PK”——“+”为“=”、“*”为“−”、“Ȁ”为撇号 d′ 的字形替换。] 为实现良好功率因数与低谐波失真，PFC 变换器须控制电感电流幅值，使电感电流在整个交流线周期内有效跟随交流输入电压的波形。这通常通过对 PFC 采用足够低的带宽（< 20 Hz）补偿、并使控制算法把电感电流设定为正比于输入电压来实现。NCP1681 中，环路带宽要求由数字补偿器完成，电流整形由乘法器电压对占空比的控制实现。乘法器电阻 RM 影响环路动态并决定 PFC 的最大功率能力：应使用式 5 计算 RM 的最大值，该计算应在应用的最低 RMS 输入电压下进行；式 5 中 VCTRL 应取最大控制电压 4.2 V，KZCD 为电感电流到 ZCD 电压的定标系数，典型等于后文建立的 RZCD 电阻值：

$$R_M \le \frac{\eta \times V_{IN}^2 \times V_{RAMP,PK} \times V_{CTRL}}{2 \times V_O \times P_O \times G_{VM} \times K_{ZCD}} \qquad \text{(eq. 5)}$$ [译注：式 5 原提取“RM t (h @ V²IN @ VRAMP,PK @ VCTRL)/(2 @ VO @ PO @ GVM @ KZCD)”——“t”为“≤”、“h”为 η、“@”为“×”。]

17. 导通时间调制块（On Time Modulation Block，图 19/20，式 6 与死区补偿）

FCCrM 工作中 NCP1681Bx 采用恒定导通时间（constant on−time）控制算法：主 PWM 开关的导通时间由控制电压与一条调制斜坡共同控制（图 19）。导通时间调制器电路内置：补偿电压由内部数字补偿器生成并转换到模拟域，调制斜坡的定时元件同样内置。CrM 中调制斜坡斜率固定，最大导通时间 Ton,max,CrM 出现在补偿电压轨位（railed）于 VCTRL(MAX) = 4.2 V 时。 MM 工作的设计要求电感在给定线电压与功率电平下，使开关频率低于 CCM 开关频率。式 6 可近似计算在给定转换功率 PTRAN 下所需的电感量。例如：要在 PTRAN = 250 W、输入电压 90 V 处从 CrM 转换到 CCM，需要约 180 µH [译注：原提取“180 mH”，µ→m 还原——1 kW 级 PFC 升压电感不可能为 180 mH；按式 6 以 η≈0.93、VO = 400 V 代入验证 ≈ 180 µH 自洽] 的电感量：

$$L = \frac{(1.12 \times \eta \times V_{IN})^2}{F_{CCM} \times 2 \times P_{TRAN}} \times \frac{V_O - \sqrt{2} \times V_{IN}}{V_O} \qquad \text{(eq. 6)}$$ [译注：式 6 原提取分式排版散乱（“ǒ1.12 @ h @ VIN / FCCMǓ² ǒ2 @ PTRANǓ ǒ(VO * Ǹ2 @ VIN)/VOǓ”），已按 PTRAN = 250 W、VIN = 90 V → ~180 µH 的原文数值例反推重构；“*”为“−”、“Ǹ2”为 √2。] 只要应用保持 CrM 工作，PFC 的平均输入电流约等于峰值电感电流的一半（$I_{in} \approx I_{L,PK}/2$），固定斜率的调制斜坡即可持续获得良好功率因数。然而当应用转入 DCM 后，电感电流在开关周期的一部分时间内为零，若不把该时段补偿掉，输入电流将开始畸变。图 20 给出 DCM 工作下的电感电流样本及下一驱动脉冲前出现的死区。DCM 中平均输入电流成为死区的函数：

$$I_{in} = \frac{I_{L,PK}}{2} \times \frac{T_{ON} + T_{OFF}}{T_{SW}}\ , \qquad k_{DT} = \frac{T_{ON} + T_{OFF}}{T_{SW}}$$ [译注：原提取“I in + (I L,PK / 2) @ (T ON ) T OFF / T SW”、“k DT + (T ON ) T OFF / T SW”——“)”为“+”之误。] 若导通时间发生器继续使用固定斜率的调制斜坡，输入电流将开始畸变。NCP1681 的死区补偿通过把调制斜坡的斜率调整一个等于 kDT 的因子来抑制输入电流畸变：把斜坡斜率乘以 kDT 使导通时间反比于 kDT 增大，补偿掉电感电流死区的影响，使应用在 CrM 与 DCM 全部工作模式下保持良好功率因数。

18. FB 与调节架构（FB and Regulation Architecture，图 21/22/23）

反馈与调节的总体结构见图 21：母线电压经电阻分压后送入采样保持（S/H）电路，采样电压送至误差放大器输入，与 2.5 V 基准电压比较。NCP1681 由数字误差放大器与控制电压纹波消除电路内部补偿：“数字误差放大器与补偿器”块执行补偿、生成误差电压 VCONTROL，“调节信号生成”块对误差电压做进一步处理（含纹波电压消除）生成 VREGUL 信号。实际工作中 [译注：原文印“in FFCrM operation”，疑为 FCCrM]，VREGUL 信号即图 19 中 VCTRL 信号的数字域版本，决定应用的导通时间。 NCP1681 的补偿等效于图 22 所示的 Type−II 模拟补偿器，元件值为 GOTA = 200 µS、RZ = 24 kΩ、CZ = 4.62 µF、CP = 97.24 nF [译注：原提取“200 mS / 24 kW / 4.62 mF”，µ、Ω 由字形还原；20·log10(24 kΩ × 200 µS) = 13.6 dB 自洽]。基于这些值，补偿器的关键特性为：

• 中频带增益 = 20·log10(RZ × GOTA) ≈ 13.6 dB；
• 补偿零点 = 1/(2π·RZ·CZ) ≈ 1.44 Hz [译注：原提取“1/(2pRZ*CZ)”，p 为 π 字形]；
• 高频极点 = 1/(2π·RZ·CP) ≈ 68.2 Hz。 该补偿器在 2 Hz 处提供大于 50° 的相位提升，5~10 Hz 之间相位提升超过 70°，中频带增益实测 13.4 dB [译注：与上式计算值 13.6 dB 略有出入，原文如此]。对多数 PFC 应用，中频带增益 10~15 dB 可保证环路穿越频率落在 5~10 Hz，故 NCP1681 补偿器按 5~10 Hz 环路带宽、> 60° 相位裕量设计。此外，VCONTROL 电压经一个可选的线频率纹波消除电路，消除 VCONTROL 上的交流纹波（高幅值纹波会增大交流线电流的谐波失真，故希望消除）；但纹波消除电路的副作用是相当于控制环路中的又一级滤波，削弱补偿器提供的相位提升。图 23 给出从 FB 到 VREGUL 的传递函数（含采样、补偿与纹波消除影响）的波特图：整体补偿环路按约 5 Hz 穿越点优化（60° 相位裕量），带宽最高可设计到约 14 Hz（45° 相位裕量，可接受）。

19. 输出电压保护特性（Output Voltage Protection Features，图 24）

NCP1681 具有面向应用性能与鲁棒性的多重保护与增强功能。软 OVP、UVP 与 DRE 比较器监测采样后的 FB 脚电压。基于其参数典型值，若 (Vout,nom) 为输出电压标称值（如 395 V），可推得如下电平：

• 输出调节电平：$V_{out,nom} = V_{REF}/k_{FB}$；
• 输出软 OVP 电平：Vout,SOVP = 105% × Vout,nom；
• 输出快速 OVP 电平：Vout,FOVP = 108% × Vout,nom；
• 输出 UVP 电平：Vout,UVP = 12% × Vout,nom；
• 输出 DRE 电平：Vout,DRE = 95.5% × Vout,nom；
• 输出 BUV 电平：Vout,BUV = (VBUV/VREF) × Vout,nom = 80% × Vout,nom；
• 输出软跳周期上限电平：(Vout,softSKIP)H = Vout,nom；下限电平：(Vout,softSKIP)L = 94% × Vout,nom（二者为软跳机模式下输出电压在其间摆动的电平，见 §26）。 其中 VREF 为调节基准（典型 2.5 V），RFB1、RFB2 为图 21 所示反馈电阻，kFB 为反馈电阻分压比：$k_{FB} = R_{FB2}/(R_{FB1} + R_{FB2})$。VBUV 是母线欠压保护（BUV）的内部阈值，典型值 2 V——BUV 因此典型在输出电压跌到标称值的 80% 时触发。 软 OVP：反馈电压超过 VREF 的 105% 时触发，保持该模式直到 VFB 跌破 VREF 的 103%。触发后按图 24 分 4 步把功率传输降到零：第 1 步 VREGUL 降到 VCONTROL 值的 75%，持续 400 µs；第 2 步降到 50%，400 µs；第 3 步降到 25%，400 µs [译注：三处原提取均印“400 ms”，按 µ→m 还原为 µs，见附注 2]；第 4 步降到 0，直到软 OVP 故障结束——即输出电压跌破其调节电平的 103%。快速 OVP：快速 OVP 比较器为模拟比较器，直接监测 FB 脚电压以立即消隐驱动脉冲；反馈电压超过 VREF 的 108% 时触发，在反馈电压跌破 VREF 的 103% 之前不允许发出驱动脉冲。动态响应增强器（DRE）：当母线电压跌破期望调节电压的某一百分比时，DRE 通过提高控制环路增益有力抑制输出下冲：实际当 FB 脚电压跌破 VREF 的 95.5% 时，DRE 加速补偿网络的充电，直到 FB 脚电压超过 VREF 的 98%。FB 脚还具有 250 nA 的小灌电流用于 FB 开路保护：此时 VFB 被拉到 VUVP（典型 300 mV）阈值以下，触发 UVP 保护；UVP 同时也是 FB 脚对地短路情形下的保护。

20. 辅助绕组与谷底检测块（Auxiliary Winding and Valley Detection Block，图 25~28）

TPFC 拓扑给 FCCrM 中使用辅助绕组做谷底检测带来独特挑战。与经典桥式 CrM 升压 PFC 不同，TPFC 在正、负交流线周期工作方式不同：PWM 受控开关从低侧开关变为高侧开关，电感电流从第 1 象限变为第 3 象限工作，且开关节点的“谷底”并不总出现在辅助绕组电压接近零时——具体而言，负半线周期中“谷底”实际上是一个峰值，PWM 开关的期望开通发生在开关节点电压接近母线电压时（图 25 同时展示正、负半线周期的开关节点电压）。为适应 TPFC 的双向工作、同时保留单一低成本辅助绕组，NCP1681 实现了新颖的“谷底”检测方案，把边沿检测与阈值检测结合：按交流线极性改变“武装（Arming）”与“触发（Triggering）”阈值。正半线周期中，辅助电压升到 200 mV 以上时武装、跌破 100 mV 时触发；负半线周期中相反——辅助电压跌破 100 mV 时武装、回升超过 200 mV 时触发（与表 4 VVD1_TH/VVD2_TH 一致）。通过复用同一组比较器与阈值、仅改变阈值的功能，NCP1681 有效结合边沿与阈值检测，以鲁棒、低成本方案克服 TPFC 的双向工作。 图 26 为 DCM 工作下谷底检测的波形示例：开关节点电压（Ch.4）与其镜像的辅助绕组电压（Ch.3）在各自 PWM 信号置高前穿越 5 个谷底；正、负半线周期中开通均发生在辅助绕组电压的正确边沿上。图 27 为 CrM 工作下的谷底检测示例：开关节点电压仍示于通道 4；虽无辅助绕组电压波形，但可见左图的 PWML（Ch.2）与右图的 PWMH（Ch.3）开通均与开关节点“谷底”协调，实现极低开通电压以优化效率。推荐的辅助绕组接法见图 28：为优化正、负半线周期谷底检测的对称性，建议在辅助绕组与 AUX 脚之间接电阻 RAUX1 且不串接隔直二极管；脚上对地的下拉电阻 RAUX2 有助于在辅助绕组电压摆高时把电流引到地，减小流入谷底检测电路 ESD 保护的电流；建议用肖特基二极管 DAUX 保护 AUX 脚，防止辅助绕组电压变负时 AUX 脚电压过深低于地；最后，对地电容 CAUX 可用于调校谷底检测，优化快桥臂的谷底开关与效率。应当注意：辅助绕组检测仅在多模式工作时需要——对仅 CCM 工作的 NCP1681Ax，AUX 脚应直接接地。

21. 电感电流检测：CS 输入与 CT 消隐电路（Inductor Current Sensing，图 29~31）

CCM 中 NCP1681 实现预测型电流模式控制，要求控制器接收到准确检测的电感电流镜像。这对 TPFC 拓扑是个挑战，因为电感与每只快桥臂开关都双向导通电流：随线周期极性不同，电感电流工作在第 1 或第 3 象限——占空比受控快桥臂器件电流从漏到源，(1−d) 快桥臂器件电流从源到漏（图 29）。NCP1681 采用新颖的电流检测方案，利用两个输入——一个检测开关周期占空比受控时段的电感电流，一个检测 (1−d) 时段的电感电流；两信号在控制器内部求和，重构电感电流镜像。典型应用的电流检测配置见图 30。 CS 输入（Current Sense Input）：CS 输入检测开关周期占空比受控时段的电感电流，可称为电感电流上升斜率（upslope）。CS 输入的推荐方案需要两只电流检测互感器（CT，各串联于一只快桥臂开关）、CT 二次侧的二极管“或”输出、单只电流检测电阻，以及抑制检测电路噪声拾取的 RC 滤波；此外每只二次侧还需跨接一个“消隐”电路，用于选择性地把 CT 输出对地短接。CT 消隐电路（CT Blanking Circuits）：每只 CT 在相应开关受占空比控制的半线周期内有效；当相应开关受 (1−d) 控制时，消隐电路激活、CT 二次侧被对地短接。图 30 中消隐电路以三端口通用块表示——满足工作要求的具体分立电路实现有多种。CT 在电流从相应开关漏流向源时有效；此时段电流流出二次侧同名端、流入二极管阳极、最终流过电流检测电阻。为不干扰 CS 信号，消隐电路必须承受图 30 中 A−B 端口间的电压（与 CT 二次绕组并联），但须承受的击穿电压只比电流检测限值高一个二极管压降。CT 在占空比时段还会产生磁化电流，须在 (1−d) 时段复位：(1−d) 时段二次侧磁化电流流过复位电阻，在二次侧同名端呈现对地为负的电压；因此消隐电路还须承受 B−A 端口间的复位电压——“或”电路的两只二次二极管与消隐电路的最小击穿电压应等于该复位电压。当一次电流从源流向漏时，二次侧电流将流入同名端，消隐电路必须能经 B−A 端口导通电流以成功短接二次侧：其载流能力应与二极管能力匹配，且 B−A 端口间的等效阻抗应比电流检测电阻低一个数量级，确保二次侧被短接而不产生可观的磁化电流。消隐电路还需要一个控制端口在导通/非导通态间切换；该电路以交流线频率开关，NCP1681 提供极性与反极性（INVPOL）两个输出用于驱动控制端口。图 31 给出满足全部要求的一种电路配置：两只 PMOS 管共源/共阴连接，可双向阻断电压、双向导通电流， behaves 近似理想开关 [译注：原文如此]；控制端口需要电容电荷泵驱动 PMOS 管，且该电路的驱动逻辑为反相——POL/INVPOL 信号为低时消隐电路导通，为高时不导通。

22. 过载与峰值限流保护（Overload and Peak Current Limit Protection，式 7/8）

CS 脚还用于逐周期峰值限流与过载保护：在峰值限流阈值到达时立即终止占空比受控驱动脉冲，保护应用免受电感饱和、输出功率过载或热过应力造成的破坏性损坏。计算峰值限流所需的 CS 电阻值，须先用式 7 算出应用中的最大峰值电感电流——式中 PO 为输出功率，η 为效率，VAC 为 RMS 输入电压，L 为升压扼流圈电感量，FSW 为 CCM 开关频率，DPK 为交流线峰值电压处的占空比。确定最大峰值电流后，用式 8 基于 CS 限流阈值 VILIMIT(xL) 与电流检测互感器匝比求 CS 电阻上限。该计算通常在最低交流输入电压（通常 90 VAC）下进行；依应用输出功率需求，可能还须在最低高线电压（典型 180 VAC）下重复计算，并取两个计算值中较低者：

$$I_{L,PK} = \frac{\sqrt{2} \times P_O}{\eta \times V_{ac}} + \frac{\sqrt{2} \times V_{ac} \times D_{PK}}{2 \times L \times F_{SW}} \qquad \text{(eq. 7)}$$

$$R_{CS} \le \frac{N_S \times V_{ILIMIT(xL)}}{I_{L,PK}} \qquad \text{(eq. 8)}$$ [译注：式 7 原提取“IL,PK + (Ǹ2 @ PO / h @ Vac ) (Ǹ2 @ Vac @ DPK / 2 @ L @ FSW)”，“)”为“+”、“@”为“×”、“h”为 η、“Ǹ2”为 √2；式 8 原提取“RCS t NS @ VILIMIT(xL) / IL,PK”，“t”为“≤”。] NCP1681Ax 在低线与高线均采用 1 V 限流阈值，以兼顾高线时需要比低线更大输出功率能力的应用。NCP1681Bx 低线峰值电流阈值为 1.4 V，并在高线实施 60% 的限流降低——多模式版更可能用于所有线电压下输出功率一致的应用。

23. THD 增强器（THD Enhancer，图 32）与 CS 开路/短路保护

THD 增强器：NCP1681 另一项源自 CS 电压的功能，它产生一个正比于 CS 电压低于 VCS(MIN) 阈值时长的小量导通时间扩展。图 32 中橙色方块代表 THD 增强器积分以产生导通时间扩展的时长。通常在较轻负载及交流过零附近，电感电流幅值减小，CS 电压低于该最小阈值的持续时间变长，产生更大的导通时间扩展。注意 THD 增强器仅在 CrM/DCM 中主动用于导通时间控制，故该功能仅在 NCP1681Bx 版本中有效。THD 增强器与死区补偿电路协同工作，使 NCP1681Bx 在全线宽全负载范围内优化 THD 性能。 CS 开路/短路保护：CS 脚必须保持有效：确保检测电路有效存在、CS 脚未开路或意外对地短路——否则 NCP1681 将丧失抗过载与电感饱和的保护能力。防 CS 开路：NCP1681 内置 1 µA 上拉电流 [译注：原提取“1 mA”，µ→m 还原] 与第二级限流比较器（第二级阈值标称为峰值限流阈值的 1.5 倍）。CS 开路时上拉电流源把脚电压拉到比较器阈值以上，使驱动脉冲终止。第二级比较器触发后，控制器还实施一个过应力定时器（典型 800 ms [译注：表 4 TWDG(OS) typ 815 ms，以表为准]）才发出新的驱动脉冲——该定时器有利于在快桥臂晶体管失效导致第二级比较器触发时限制热应力。若第二级比较器连续 4 个开关周期被触发，控制器关断全部驱动脉冲，并要求完整上电复位后才允许更多驱动脉冲。防 CS 对地短路：NCP1681 对脚上外接电路实施一次性阻抗检查——控制器在预启动阶段（等待线频率监测器确认 4 个连续、时长在阈值内的交流线周期期间）从 CS 脚输出 230 µA 测试电流 [译注：原提取“230 mA”，µ→m 还原]；测试电流流过接口电流检测电阻与 CS 脚的滤波电阻 RFILT，控制器测量外部产生的最小电压，若低于 150 mV 则禁止工作。为满足该要求，推荐 RFILT 最小阻值 1 kΩ [译注：230 µA × 1 kΩ = 230 mV > 150 mV 自洽]。滤波器推荐时间常数 50~150 ns。

24. ZCD 输入与 ZCD 电阻计算（ZCD Input / ZCD Resistor Calculation，图 33，式 9）

ZCD 输入：检测开关周期 (1−d) 时段的电感电流，可称为电感电流下降斜率（downslope）或退磁。ZCD 输入推荐的检测元件为：大功率、低电感量的电流检测电阻；或与上升斜率检测类似的电流互感器电路。ZCD 的 CT 电路不需要消隐机制——因为流过 ZCD 检测元件的电流是单向的，CT 保持有效。图 33 给出两种推荐的检测电路配置。 ZCD 电阻计算：NCP1681 把 CS 与 ZCD 输入求和，为内部乘法器提供代表电感电流的信号；该信号决定应用的 THD 性能，因此两个输入的相对信号幅值应大致相等。若 ZCD 检测元件为高功率电流检测电阻，用式 9 计算保证 CS 与 ZCD 输入幅值相等的电阻值；若应用设计者为 ZCD 输入选择 CT 电路，则 RZCD 值与 CT3 匝数应与 CS 检测电路所用的相同。与 CS 输入一样，ZCD 输入也推荐附加 RC 滤波以抑制开关事件的噪声拾取；推荐 ZCD 输入的滤波值与 CS 用的 RFILT、CFILT 一致：

$$R_{ZCD} = \frac{R_{CS}}{N_S} \qquad \text{(eq. 9)}$$

25. 同步 PWM 驱动控制（Synchronous PWM Drive Control，图 34）

TPFC 拓扑中的同步 PWM（(1−d)）器件可提升效率，但正确的门控对优化效率与保证鲁棒性是必要的（图 34）。首先，NCP1681 在 PWM 占空比受控驱动的下降沿之后设置死区 **TDT1（典型 130 ns [译注：下文门控汇总处正文写 125 ns，与特性表 TDT1 typ 130 ns 不一致，以特性表为准]）**以防交叉导通；死区结束后，控制器等待 ZCD 电压超过 VZCD(ARM) 阈值以使能同步驱动。轻载下 ZCD 电压可能永远达不到 VZCD(ARM)，同步器件将永不使能——避免轻载下开关同步器件（其开关损耗会拖累整体效率）。负载增大后 ZCD 电压超过武装阈值，同步驱动保持使能，直到 ZCD 跌破 VZCD(TRIG) 阈值。触发阈值设得接近 0，以尽可能延长同步导通时段、又不让电感电流反向——若同步器件导通过久，电感电流将反向、开始从母线电容循环抽取能量，导致系统 RMS 电流增大、整体效率下降。 CrM 工作中要求 ZCD 电压在下一 PWM 驱动脉冲开始前跌破 VZCD(TRIG) 阈值；CCM 中则未必如此，因为 PWM 驱动脉冲由内部振荡器设定。因此 NCP1681 工作于 CCM 时实施附加死区 tDT2：若 ZCD 电压仍高于 VZCD(TRG) 阈值，在新开关周期开始前 150 ns（典型）关断同步驱动脉冲。该附加死区使同步驱动在 (1−d) 导通时段的大部分时间保持高电平，提升系统效率，同时防止两管交叉导通。归纳，同步 (1−d) 脉冲受以下条件门控：PWM(d) 关断后 125 ns（典型）的延迟 tDT1——防止交叉导通 [译注：与表 4 TDT1 typ 130 ns 不一致，以表为准]；ZCD 电压穿越 VZCD(ARM) 阈值——确保同步脉冲只在较高负载时使能，全负载范围提升效率；VLINE 穿越 220 mV（100:1 分压下相当于交流线上 22 V）——避免同步脉冲过早使能，提升效率；PFCOK 置高——避免启动期间的反向电流；CrM/DCM 工作中同步脉冲由 VZCD(TRIG) 阈值终止——该阈值未被穿越前器件不允许新的 PWM 驱动脉冲。

26. 跳机/待机模式、跳机命令脉冲与 PFCOK 工作（Skip/Standby Mode，图 35~37）

跳机/待机模式（图 35）：NCP1681 具有跳机/待机模式，使应用获得非常好的空载与轻载性能。器件必须由外部命令（PFCOK 或 VM 脚的脉冲）进入跳机模式；由于 VM 脚在 CCM 模式中用于占空比调制，强烈建议用户使用 PFCOK 脚控制跳机。进入跳机模式后，器件削减掉 FB 与 VCC 监测以外的大部分功能，内部电流消耗降至 ICC4（典型 540 µA [译注：原提取“540 mA”，µ→m 还原]）。跳机模式中输出电压衰减到调节电压的 94%，允许长达有时 1 分钟的静默期；当输出电压到达标称值的 94% 时，器件退出跳机模式进行短暂的脉冲串（burst）工作——使能驱动、把输出电压推回标称调节值。只要 NCP1681 持续收到来自外部源的跳机命令脉冲，器件将无限期工作于“跳—串—跳（Skip−burst−skip）”模式。 跳机命令脉冲：PFCOK 脚通常用于与下级变换器通信，充当使能或 UVLO 信号；此情形下可能需要 PFCOK 在跳机模式中保持高电平使下级不关机。因此 PFCOK 的命令脉冲逻辑按脉冲串优化：NCP1681 进入跳机须把 PFCOK 拉到 VSKIP2(th)（典型 0.5 V）以下、持续超过 TSKIP2（典型 30 µs [译注：原提取“30 ms”，µ→m 还原]），且 PFCOK 脉冲串频率须快于 PFC 的脉冲串频率。图 36 给出下级变换器与 NCP1681 PFCOK 脚接口的示例原理图与时序图。PFCOK 工作（图 37）：PFCOK 脚用于控制下级 DC−DC 变换器的工作，充当使能或 UVLO 信号：应用标称工作时输出为高，启动或检测到故障时为低。该脚输出是正比于 FB 脚电压的电流源，增益 10 µA/V [译注：原提取“10 mA/V”，µ→m 还原]；脚上对地接一只电阻即可为下级变换器提供母线电压的“镜像”，用作 UVLO 或逻辑使能。图 37 的逻辑框图详述 PFCOK 脚工作。应用启动时 PFCOK 脚保持被拉到地，直到 VFB 电压达到 VREF 的 98%；FB 电压超过 VREF 的 98% 后，内部 PFCOK 标志置高，使能同步 PWM 与慢桥臂 SR 驱动脉冲（同步 PWM 与慢桥臂 SR 脉冲还受其他条件门控，但在达到调节之前它们被完全禁用）。PFCOK 标志还门控跳机工作与母线欠压（BUV）故障——器件须先达到调节，才能进入跳机模式或判定 BUV 故障。

27. 故障引脚（Fault Pin，图 38）

NCP1681 包含经 Fault 脚接入的专用故障输入。把该脚上拉超过上限故障阈值 VFLT(OVP)（典型 3.0 V）可把控制器锁存；把 Fault 脚电压 VFault 拉到下限故障阈值 VFLT(OTP)（典型 0.4 V）以下则禁用控制器。Fault 脚电压保持在上下阈值之间时控制器正常工作（图 38 为故障输入结构框图）。 下限故障阈值设计用于经 NTC 热敏电阻检测过温：上拉电流源 IFLT（典型 46 µA）在热敏电阻上产生压降，NTC 阻值随温度升高而下降、其上电压随之降低；控制器一旦检测到热敏电阻电压跌破 VFLT(OTP) 即判定故障。OTP 故障为自恢复故障：故障脚电压超过 VFLT(REC) 阈值（典型 0.92 V）后控制器重新使能开关。OTP 故障还包含 5 ms 消隐电路 tOTP(BLANK)，防止器件刚上电时误报 OTP——该消隐期用于把任何外部脚电容充到 OTP 阈值以上。钳位电路防止 Fault 脚开路时其电压达到上限锁存阈值；要到达上限阈值，外部上拉电流必须高于钳位的下拉能力（由 RFLT(CLAMP) 在 VFLT(CLAMP) 处设定）。上限故障阈值可用于应用中的 VCC 过压保护，特别是保护外部栅驱动器：NCP1681 的 VCC 脚额定 30 V，但用于驱动快/慢桥臂晶体管的外部器件 VCC 脚常只额定到 20 V——在 VCC 与 FAULT 脚之间接一只稳压二极管即可保护这些外部器件；VFault 超过 VFLT(OVP) 后控制器锁存。两路故障信号均含内部滤波，防止噪声触发故障检测器；上限与下限检测器的消隐延迟 tOVP(DLY) 与 tOTP(DLY) 均典型 30 µs [译注：原提取“30 ms”，µ→m 还原]；故障条件持续超过消隐延迟即判定故障。还建议在 FAULT 脚接少量外部电容提供额外噪声免疫。

28. 故障矩阵（表 6 NCP1681 FAULT HANDLING MATRIX，全表）

NCP1681 具有全面的故障处理能力套件，支撑基于图腾柱 PFC 拓扑的鲁棒应用设计。尽管大部分故障处理已在规格书中详述，表 6 仍以故障处理矩阵形式汇总各关键保护特性的置位条件、复位条件与控制器动作。

[译注：矩阵“置位”栏中连接各条件的“+”系原提取换行/公式字体产物，按“且/持续超过”语义译出；阈值下标 (xL)（矩阵）与 (LL)（表 4）指同一低线阈值。]

29. 插图清单（图 1~38，逐图标题翻译）

图 1：典型 CCM 应用原理图（Typical CCM Application Schematic）。图 2：典型多模式应用原理图（Typical Multi−Mode Application Schematic）。图 3：内部框图（Block Diagram）。图 4：图腾柱 PFC 电路（Totem Pole PFC Circuit）。图 5：正半周期工作（Positive Half Cycle Operation）。图 6：负半周期工作（Negative Half Cycle Operation）。图 7：线电压检测配置（Line Sensing Configuration）。图 8：线检测波形（Line Sense Waveforms）。图 9：极性检测框图（Polarity Detection Diagram）。图 10：极性毛刺滤波器工作（Polarity Glitch Filter Operation）。图 11：线频率故障时序图（Line Frequency Faults Timing Diagram）。图 12：极性启动时序图（Polarity Startup Timing Diagram）。图 13：掉电/线路跌落检测电路（BO/SAG Detection Circuit）。图 14：线路跌落与掉电时序图（Line Sag and Brownout Timing Diagram）。图 15：交流过零管理阈值（AC Zero Crossing Management Thresholds）。图 16：交流过零时序图（Zero Crossing Timing Diagram，事件 A~J 标注）。图 17：多模式工作模式（Multi−Mode Operating Modes）。图 18：乘法器架构（Multiplier Architecture）。图 19：导通时间调制（On Time Modulation）。图 20：DCM 工作与死区补偿（DCM Operation and Dead Time Compensation）。图 21：FB 与调节架构（FB and Regulation Architecture）。图 22：等效模拟补偿器（Equivalent Analog Compensator，Type−II）。图 23：含纹波消除滤波器的波特图（Bode Plots with Ripple Cancellation Filter）。图 24：软 OVP 时序图（Soft−OVP Timing Diagram，4 步降功率）。图 25：正（左）、负（右）半线周期的开关节点电压（Switch Node Voltage in Positive and Negative Half Line Cycles）。图 26：DCM 下的谷底检测（Valley Detection in DCM，左正右负）。图 27：CrM 下的谷底检测（Valley Detection in CrM，左正右负）。图 28：推荐辅助绕组电路（Recommended Auxiliary Winding Circuit：RAUX1/RAUX2/DAUX/CAUX）。图 29：正、负半线周期中的电流流向（Current Flow in Positive and Negative Half Line Cycles）。图 30：NCP1681 电流检测方案（NCP1681 Current Sensing Scheme）。图 31：CT 消隐电路（CT Blanking Circuit，双 PMOS 双向开关 + 电荷泵）。图 32：THD 增强器框图（THD Enhancer Diagram）。图 33：ZCD 检测电路（ZCD Sense Circuits，电阻式/CT 式两种）。图 34：同步 PWM 驱动控制（Synchronous PWM Drive Control）。图 35：跳机工作时序图（Skip Operation Timing Diagram）。图 36：PFCOK 原理图与时序图（PFCOK Schematic and Timing Diagram）。图 37：PFCOK 原理图（PFCOK Schematic）。图 38：故障引脚原理图（Fault Pin Schematic）。 [译注：本规格书不含独立的“典型特性曲线（Typical Characteristics）”温漂曲线章节——全部 38 幅插图即上列（应用/时序/框图类）；参数温漂信息请结合表 4 的 min/max 限值使用。]

30. 封装与机械信息（MECHANICAL CASE OUTLINE / PACKAGE DIMENSIONS）

封装：SOIC−20 窄体、移除脚 17 与 19（SOIC20 NB LESS PIN 17 & 19），CASE 751EZ，ISSUE O，日期 2019-09-23，尺寸文档编号 98AON12136H，共 1 页。通用标记图（Generic Marking Diagram）：XXXXXXXXXXXXG / XXXXXXXXXXXXX / AWLYWW——XXXXX = 具体器件代码，A = 封装产地，WL = 晶圆批次，YY = 年份，WW = 周次，G = 无铅封装；该信息为通用格式，实际印字以器件规格书为准；无铅指示符“G”或微点“G”可能存在或不存在，部分产品可不完全遵循通用标记。文末含 onsemi 标准法律条款（商标与专利清单 www.onsemi.com/site/pdf/Patent−Marking.pdf、“按现状提供”免责声明、生命支持系统/FDA Class 3 医疗器械使用限制）与在线支持信息（技术文库 www.onsemi.com/design/resources/technical−documentation；支持 www.onsemi.com/support）。

译者附注

1. 字形还原总清单：µ→m（µA/µS/µF/µH/µs——IZCD、IAUX、ICS、IVM 700 µA、IFLT 46 µA、IPFCOK 25 µA、ICS(TEST) 230 µA、ICC4 540 µA、GVM 75 µA/V、GOTA 200 µS、CZ 4.62 µF、RUPPERx 5~10 MΩ、式 6 例 180 µH、各时间量见下条）；Ω→W（kΩ/MΩ/导通电阻单位列）；θ→q（RθJA）；公式区“=”→“+”、“×”→“@”、“−”→“*”、“≤”→“t”、“→”→“³”、√2→“Ǹ2”、π→“p”、d′→“dȀ”、括号 ǒ…Ǔ、分式上下标散落（式 2/5/6/7/8 均按数值自洽或同族规格书重构）。
2. 时间量 ms/µs 甄别准则与清单：本提取版 µ→m 使“ms”与真 ms 无法从字形区分，按三重证据还原——(a) 同族 NCP1680/D 同名参数单位；(b) 物理约束（单线周期掉电耐受须 > 20 ms、过零转换须 < 半周期等）；(c) 数值自洽（1.12/65 kHz = 17.2 µs）。还原为 µs 的：tFILT(ZCB) 20/25、tPOL_FILTER 200、tfilter(HV) 200/300/400、TSKIP1 56、TSKIP2 30、tOTP(DLY)/tOVP(DLY) 30、TWINDOW 400、Ton,max,CrM 17.1、(tON,FF)LL/HL 3.84/1.92、Ton,max,DCM 30.2、软 OVP 步进 400、乘法器滤波 50~100、极性 RC 20~200、表 5 开环脉冲串（合计 52）、“17.2 ms”（CCM 导通判据）；保留 ms 的：tSAG(blank) 25、tBO(blank) 650、tblank(LL) 25、tline(lockout) 500、tLINEFREQ(DLY) 100、TCCMend 360、TCrM(Min) 262、TWDG(OS) 815、TBUV 500、Trecover 500、tOTP(BLANK) 5。
3. 电流类 µ 还原的自洽验证：IM1,LL = 35.7 µA = 75 µA/V × 2×1 V/4.2 V（乘法器轨位）；IPFCOK = 10 µA/V × 2.5 V = 25 µA；ICS(TEST) 230 µA × 1 kΩ = 230 mV > VCS(TEST) 150 mV；GOTA 200 µS × 24 kΩ → 13.6 dB。反之 ICC1~3（1.8~4 mA）、驱动器峰值源/灌电流（100/160 mA）为真实 mA，未动。
4. 原文内部不一致清单（均以电气特性表为准）：(a) TDT1 正文门控汇总处“125 ns (typical)”vs 表 typ 130 ns；(b) TWDG(OS) 正文“typically 800 ms”vs 表 typ 815 ms；(c) tLINE(45) 正文“nominally 42 Hz”vs 表 typ 41 Hz；(d) 正文“NCP1680BA”笔误，应为 NCP1681BA；(e) TCrM(Min) 正文“260 ms”为约数，表 typ 262 ms；(f) 矩阵“Hard OVP/VhardOVP”vs 正文/表“Fast OVP/VfastOVP”；(g) 正文“in FFCrM operation”疑为 FCCrM；(h) 阈值下标 (xL)（正文/矩阵）vs (LL)（表 4）；(i) 矩阵 NCS(LIM2) 置位“> 4”vs 正文/表“连续 4 次”；(j) POLARITY 下降时间条件印“10%→90%”（INVPOL 行为 90%→10%）；(k) VILIMIT1(HL) 条件列“|VLS1 − VLS2| = 3”未印单位（应为 VLINE = 3 V）；(l) 矩阵 Fault OVP 置位条件尾部多余括号；(m) 式 6 数值例“180 mH”应为 180 µH。
5. 设计速查：线检测分压比 KL_DIV = 100（1% 采样，RUPPER 5~10 MΩ、RLOWER 50~100 kΩ，上段 ≥2 只 1206 串联）；CCM 进入判据：导通期 > 1.12×TCCM 达 8 周期且 VCS > 25% 限流（350 mV），且 CrM 保持 ≥ 260 ms；CCM 退出：导通期 ≤ 1.12×TCCM 达 8 周期或 VCS < 15% 限流（210 mV），持续 ≥ TCCMend 360 ms；电感转换点 L = (1.12ηVIN)²/(FCCM·2PTRAN)·(VO−√2VIN)/VO（式 6）；RM ≤ ηVIN²·VRAMP,PK·VCTRL/(2VOPO·GVM·KZCD)（式 5，VCTRL = 4.2 V、GVM = 75 µA/V）；峰值电流 IL,PK = √2PO/(ηVac) + √2Vac·DPK/(2L·FSW)（式 7）；RCS ≤ NS·VILIMIT(xL)/IL,PK（式 8）；RZCD = RCS/NS（式 9）；补偿器等效 Type−II：GOTA 200 µS、RZ 24 kΩ、CZ 4.62 µF、CP 97.24 nF（中频 13.6 dB、零点 1.44 Hz、极点 68.2 Hz，按 5~10 Hz 带宽 > 60° 相位裕量设计）；输出电平：调节 Vout,nom / DRE 95.5% / 软 OVP 105% / 快速 OVP 108% / UVP 12% / BUV 80% / 软跳机 100%~94%；RFILT ≥ 1 kΩ（230 µA 阻抗检查）。

上一级：NCP1681