NCP1622 — 02 内部框图与工作原理

依据：onsemi NCP1622/D Rev.5 详细工作描述章节（含式 1~4、图 2~14）。插图翻拍自该手册（标注图号）。标注“推断/经验”处为库内分析。

本篇总结

1. NCP1622 的控制律只有一条：让 [t1·(t1+t2)/T] 恒定（t1=导通、t2=退磁、t3=死区），则输入电流自动正比于输入电压（PF=1）。CrM 只是 t3=0 的特例——这就是它能 CrM/DCM 无缝互切而不畸变电流的数学根源（式 2/3）。
2. VSFF = 谷底同步（VS）+ 频率折返（FF）两层：VS 管“每次开通对齐漏极电压谷底”（省开通损耗），FF 管“轻载时把周期拉长”（省开关次数）。两层独立工作、可同时生效。
3. VCTRL 随负载单调变化，是全片工作模式的调度依据：4.5 V（满载 ton,max）→ 1.553 V（E 档，CrM/DCM 分界）→ 0.617/0.593 V（Skip 进/出）→ 0.5 V（下钳位）。一根 4 V 窗口的电压轴，调度了全部工作模式。
4. ton,max 按 3:1 高/低线自动切换（12.5→4.17 µs，E 档）：这是线路前馈——高线时把斜坡斜率 ×3，同一 VCTRL 换算成 1/3 的 ton，一种设计覆盖 90~264 VAC。
5. DRE 的本质是“环路旁路加速器”：Vout 跌破 95.5% 时并联注入 220 µA（OTA 自身才 20 µA），等效环路增益 ×10，绕过 20 Hz 低带宽环路的慢，针对性抑制负载突变的下冲。
6. 输出过压是软硬两级（105% 渐退功率 / 107% 立即断驱动）+ 第四道独立防线 OVP2（经漏极桥测 438 V，FB 分压失效也有后备保护）。
7. 保护大多“非锁存 + 定时重试”（OVS 打嗝 800 µs、OVP2 锁存 800 µs 复位、看门狗 200 µs 补脉冲）：设计哲学是不因瞬时故障彻底失效，靠低占空比限热。

1. Overview（先立骨架）

NCP1622 是电压模式控制的 CrM/DCM Boost PFC 控制器。与“峰值电流模式”控制器（如 NCP1654 用乘法器设定瞬时电流包络）不同，它不直接比较瞬时电流与命令，而是：误差放大器输出 VCTRL → 换算成导通时间 ton → 死区/谷底逻辑决定“何时开下一拍”。电流检测（CS/ZCD）只承担保护（OCP/OVS）与时序（退磁/谷底），不进调节环路——这是理解本片的钥匙。

2. 框图按信号流走读（图 2）

按“采样 → 决策 → 执行”三段读：

采样段：

• FB → FB MANAGMENT：FB 脚接 OTA 反相输入（调节）、DRE（95.5%）、软 OVP（105%）、快速 OVP（107%）、UVP、PFCOK——一个脚六路监视。
• CS/ZCD → CSZCD BUFFER：缓冲后分送 CURRENT SENSE（OCP/OVS）与 DEMAG & LINE SENSE（ZCD 退磁检测、VSNS 线路采样）；另路送 SECOND OVP（OVP2）。
• VCC → UVLO + Regul：供电监视与内部基准（VREF,VCC、VREF,XXXX 系列）。

决策段：

• VCTRL MANAGMENT：汇集 OFF/BONOK 信号，输出 VREGUL（调节命令）与 STATICOVP；控制 VCTRL 的钳位与下拉。
• LINE & BO MANAGMENT：由 VSNS 判定高/低线（LLINE）与 Brown-out 状态（BONOK），各带 25/50 ms 定时器。
• FAULT MANAGMENT：汇总 UVP/BONOK/OFF/STATICOVP/TSD → OFF；再经或门输出 STOP（STOP = STATICOVP ∨ FASTOVP ∨ OVP2 ∨ OCP ∨ OVERSTRESS 的汇总输出）。
• CLK & DT MANAGMENT + Internal Timing Ramp + Vton Processing：产生 CLK、死区与 ton 斜坡比较——谷底同步的时序核心（详见 §4）。
• PFCOK 锁存（OVLFLAG1 + OFF/BONOK 逻辑）：PFC 级“是否在正常工作”的状态位，Skip 功能被它门控。

执行段：RS 锁存（全部复位优先——保护永远赢）→ 输出缓冲器（−0.5/+0.8 A）→ DRV。

2.1 上电时序走读（把框图连成一条时间线）

DS 没有单独画时序图，但按框图与各节描述可拼出上电全过程（标注推断处为库内拼接）：

1. VCC 爬升：启动电阻给 C_VCC 充电（≤70 µA max 启动电流，见 03 步骤 9），到达 VCC,on（17.0/10.5 V typ）→ UVLO 释放；
2. OFF→软启动：VCTRL 被拉地状态解除，OTA 开始给补偿电容充电，VCTRL 从 0 线性爬升 → ton 从 0 起步，功率缓升（爬升速度由 Cz 决定，见 01 §2.1）；
3. UVP/brown-in 判决：启动初期母线电压=整流输入（经旁路二极管），VFB 与 VUVPH（530 mV typ）比较——输入够高才允许继续（Vaux 架构下由 UVP 实现 brown-in，DS 明言）；
4. 首拍：看门狗或退磁信号给出第一个 CLK，CrM 开拍；PFCOK 置位（OVLFLAG1 锁存，推断其置位条件为输出电压接近标称/环路进入调节带）；
5. Brown-out 复位（C/D 版）：Vsns 越过 VBOH 持续 50 ms 消隐期 → BONOK=0（上电默认 BONOK=1，DS 明言）；
6. DRE 武装：PFCOK 有效后 DRE 才使能——此前 VFB 天然低于 95.5%，不能让加速器干扰软启动（DS 明言此动机）。

任何一步保护条件不满足 → FAULT MANAGMENT 输出 OFF → 回到第 2 步的“拉地”起点重新来。这套时序的全部状态都锁存在复位优先的 RS 锁存上，不存在“半启动”的中间停滞状态。

3. 工作模式总览：CrM、DCM、FCCrM 与 VSFF 的关系（图 3）

先把术语坐标系立起来——

• CrM（临界导通）：电感电流一归零立刻下一拍（t3=0）。相当于功率指令持续有效、不作间歇：频率随负载/线电压浮动，重载时频率最低、轻载时频率冲高（f ∝ 1/(ton+t2)，轻载 ton 短 → f 飙升，可达数百 kHz——开关损耗、驱动损耗、磁损、EMI 全恶化）。好处：无二极管反向恢复、电流峰值即包络、天然谷底开通。
• DCM（断续）：归零后**停歇一段时间（t3）**再开下一拍。相当于功率指令间歇给出：频率降下来，但每次开通仍在谷底，就无硬开关代价。
• FCCrM（频率钳位 CrM，NCP1608 等）：轻载强制降频的老方案——代价是降频后占空比规律被破坏，要靠导通时间调制勉强维持 PF。
• VSFF（NCP1622）：把“降频”与“谷底”绑定实现——频率折返的每一步都落在谷底上，PF 靠式 2/3 的导通时间调制精确维持。

图 3 的三层正是负载由重到轻的连续过程：高电流 → 无延迟（CrM）；低电流 → 下一周期被定时器延迟（进入 DCM，谷间等一拍）；更低电流 → 死区更长（频率折返加深）。切换由 VCTRL 电压驱动（阈值见 01 §2.1 表），不是独立模式状态机。

CrM 频率公式与“重载频率反而最低”：由 Pin = ½·Vin²·ton·(Vout−Vin)/(L·Vout) 与 T = ton·Vout/(Vout−Vin) 可得瞬时开关频率 f = 1/T = Vin(Vout−Vin)/(L·Ipk·Vout)——代 75 W 设计数字（L=560 µH，线峰值 Vin=127 V、Ipk=2.56 A）：f = 127×263/(560µ×2.56×390) = 33 401/0.559 ≈ 59.7 kHz，与 03 步骤 4 完全一致。这个式子解释了 CrM 的三个行为：① Vin 越接近 Vout（高线峰值）频率越低——退磁变慢；② Ipk 越大（重载）频率越低；③ 轻载 Ipk 小 → f 冲高——这正是 FF 要解决的问题。

4. VSFF 之一：谷底同步 VS（图 4）

动机：CrM/DCM 下 MOSFET 开通瞬间，漏极正处在 Coss 与电感的振铃上——开通时刻若恰对齐振铃谷底，dv/dt 损耗与开通损耗最小（部分 ZVS）。定频控制器做不到（时序与振铃不同步），必须使开通跟随振铃谷底。

机理（按图 4 信号流）：

1. 退磁检测（DEMAG SENSING）经 CS/ZCD 缓冲器发现电感电流归零（漏极从 Vout 开始向下振铃）；
2. 死区发生器按 VCTRL 算出的 tDT 启动定时（图 4 右侧“Ramp for DT Control”：斜坡与 VREF,DT+Vffctl 比较——斜坡追上基准的时刻即死区结束的“理想时刻”，导通时间调制细节见 §7）；
3. 理想时刻到来时并不立即开通，而是等下一个漏极振铃谷底（END OF DEAD TIME SYNCHRONIZATION + ZCD TIMER）——即“算出的时刻只是下限，实际开通对齐到谷底”；
4. 两道后备机制：振铃幅值太小/线电压太低时谷底判不出来 → 由 ZCD TIMER 按编程死区时间结束点准时开通（不再同步）；退磁信号完全丢失 → 200 µs typ 看门狗强制发一拍（否则系统工作永久停滞）。

为什么值得单独做一块电路：谷与谷之间的过渡必须“干净”。DS 用图 5 的仿真展示：负载变化使控制器从第 n 谷直接切到第 (n+1) 谷（或反之），不出现“在同一谷附近反复徘徊”的谷间停滞——停滞会在音频段产生频率调制噪声并破坏电流整形。200 µs 看门狗还兼一项附加职责：看门狗到期发脉冲前先做 CS/ZCD 阻抗检测（50 µA 测试电流），把“检测脚对地短路”的故障变成停机（见 §11）。

谷底开通到底省多少（本库物理复盘）：开通损耗的两大来源——电流与电压的交叠损耗（Vds 还没降完，电流已经上来）与 Coss 储能损耗（½·Coss·Vds²，每周期一次性消耗）。谷底开通时 Vds 已振到谷底（理想时接近 0），两项同时被削减：Coss 项几乎归零，交叠项随开通点 Vds 大幅缩小。CrM 下电感电流恰好从零起步，di/dt 应力也最小——“电压谷底 + 电流过零”是双保险。这就是 DS 把 Valley Turn-on 列为首页特性的物理核算（通用开关物理，非 DS 数据）。

5. VSFF 之二：频率折返 FF（式 1，图 6）

动机：CrM 的频率 f = 1/(t1+t2) 随负载减轻而升高。折返的方法：归零后插入死区 tDT，把周期拉长。VCTRL 越低（负载越轻）→ tDT 越长 → 频率越低，线性降到约 33 kHz（默认 E 档，DS 正文；首页写 30 kHz，原文不一致，以正文为准）。

式 1 的物理含义：进入 DCM 深处后，tDT 主导周期，ton 与 t2 相对可忽略：

$$F_{SW,DCM,min} = \frac{1}{t_{DT,max} + t_{ON} + t_{DEMAG}} \approx \frac{1}{t_{DT,max}}$$

代入数字（用表 6 死区表自洽核算）：表 6 只给出 Vctrl = 0.65/0.75 V 两点的 tDT。取 I 档在 0.65 V 的 tDT = 24.15 µs typ，叠加轻载下的小 ton/t2（各约 2~4 µs）→ f ≈ 1/(24.15+6) µs ≈ 33 kHz——与 DS“约 33 kHz”的标称吻合（默认 E 档在更低 Vctrl 处 tDT 继续增大至等效 tDT,max，完整曲线见 DS 图 7；表 6 未直接给 E 档 tDT,max，此为按式 1 与表 6 数据的推算，待核实）。

FF 为什么线性：DS 明言频率“线性”衰减（f ∝ Vctrl）。工程含义：轻载效率曲线平滑、无突变点，EMI 频谱随负载连续滑动而非跳变（经验：对传导扫描一致性友好）。

不同 L2 档的折返下限不一样——选档就是选轻载频谱。把表 6 死区表各档在 Vctrl=0.65 V 的 tDT(typ) 按式 1 折算成估算下限频率（本库推算，假设轻载 tON+tDEMAG 约 5~7 µs）：

读法：tDT 越大的档，折返深度越大，轻载开关损耗越小，但 DCM 段电流峰值相对越高（同样的能量要用更少的周期传输完）——这就是 DS 图 8“最大电感峰值电流与 L 有关”的来源。选档时须同时核查轻载效率、轻载纹波电流、EMI 下限三点。

与 FCCrM 的本质差异：FCCrM 在重载也钳频率上限；NCP1622 的折返只在 VCTRL 低于阈值后介入——重载区纯 CrM 不受任何钳制。取舍：重载效率最优，但重载高频段（高线过零点附近 f 自然冲高）没有钳位（见 04 陷阱 3）。

6. CrM↔DCM 切换迟滞

工作点恰在阈值附近时，若进出阈值没有迟滞，模式来回抖动 → 电流波形被反复扰动，PF 变差。DS 在 Vctrl 阈值上加迟滞：CrM→DCM 用 Vctrl,th,，DCM→CrM 用 Vctrl,th, + 迟滞（正文写 40 mV，电气特性表 Vctrl,th,hyst typ 100 mV，以表为准，min/max 未给）。类比：空调温控的回差——25.0 °C 开、24.9 °C 关会频繁误动作，25.0/24.0 就稳定了。100 mV 迟滞对应约 6% 的负载窗口（相对 4.5 V 满幅），足以滤掉环路正常摆动。

7. 导通时间调制与 Vton 处理（式 2/3，图 10）——PF=1 的数学核心

先推导式 2（DS 叙述的展开）：DCM 一周期内电感电流从 0 线性升到 Ipk 再归零。输入电荷 = 导通期 + 退磁期两部分积分（Boost 的输入电流在两段都流动）：

• 导通期：斜率 Vin/L，Ipk = Vin·t1/L，电荷 Q1 = ½·Ipk·t1；
• 退磁期：电流从 Ipk 归零，电荷 Q2 = ½·Ipk·t2；
• 死区期 t3：电感电流为零，无输入电荷。

平均输入电流 Iin = (Q1+Q2)/T = Ipk(t1+t2)/(2T)。代入 Ipk = Vin·t1/L：

$$I_{in} = V_{in}\,\frac{t_1\,(t_1 + t_2)}{2\,T\,L}\,,\qquad T = t_1 + t_2 + t_3$$

结论读法：只要 [t1·(t1+t2)/T] 恒定，Iin ∝ Vin——与电压模式乘法器无关，PF=1 自动成立。CrM 是 t3=0 的特例（此时 t1+t2=T，括号退化为 t1，即“ton 恒定 → PF=1”，这正是所有 CrM PFC 的经典结论）。

代数字验证（75 W 设计，L=560 µH，Vout=390 V，90 VAC 低线）：

• 线电压峰值 Vin=127 V，满载 ton=11.3 µs → Ipk = 127×11.3µ/560µ = 2.56 A；t2 = L·Ipk/(Vout−Vin) = 560µ×2.56/263 = 5.45 µs；CrM：t3=0，T=16.75 µs；
• 括号值 = t1(t1+t2)/T = 11.3×16.75/16.75 = 11.3 µs；Iin = 127×11.3µ/(2×560µ) = 1.28 A；
• 换到线电压半幅处（Vin=90 V）：ton 不变 11.3 µs，Iin = 90×11.3µ/(2×560µ) = 0.908 A——127/90 = 1.41，1.28/0.908 = 1.41 ✓ 严格正比，PF=1 成立。

轻载 DCM 再验一组：负载降到 20% 时目标 Iin(峰值处) = 0.256 A → 所需括号值 = 2L·Iin/Vin = 2×560µ×0.256/127 = 2.26 µs。控制器同时调整两个量：VCTRL 降低使 ton 缩短、死区加长。设 ton=1.13 µs、t2 = 1.13×127/263 = 0.55 µs → 需 T = 1.13×(1.13+0.55)/2.26 = 0.84 µs?? 小于 t1+t2=1.68 µs，矛盾——说明 ton 不能缩到 1.13 µs，控制器实际停在括号值≥t1 的解上，靠 tDT 拉长周期补足：ton=2.26 µs（=括号值下限，t3=0 的 CrM 解）起，再往下 VCTRL 每降一点，tDT 增一点（tDT 与 Vctrl 的关系由图 4 斜坡+前馈电路实现）。这个“解的存在边界”正解释了 DS 图 3 的分层现象：轻载先是 CrM（t3=0）够用，再轻才需要 t3>0。

高/低线 3:1（线路前馈）：ton,max 在高线被内部电路除以 3（Kton,LL−HL = 3 typ；E 档 12.5→4.17 µs）。机理：内部把滤波后的 CS 脚电压（avg(VCS)）与 VHL/VLL（1.690/1.480 V typ）比较判定高/低线，高线时内部 PWM 斜坡斜率 ×3——同一 VCTRL 电压在斜坡上更快到顶 → ton 缩为 1/3。为什么必须做：Pin ∝ Vin²·ton/L 量级，输入翻倍时若 ton 不缩，功率涨 4 倍；3:1 前馈让高低线的 ton,max/功率能力回到同一水平线，同时压低环路增益随输入电压的离散（DS 特性表原话“Line Range Detection for Reduced Crossover Frequency Spread”）。PFC 为什么用 ton 而不是占空比：CrM/DCM 下周期 T 本身随工作点浮动，“占空比”没有稳定的参照系；ton 是绝对时间量，配上谷底/退磁时序才是完整的控制变量（推断性总结，物理自洽）。

PWM 斜坡电路怎么把 Vctrl 变成 ton（DS 图 11 走读）：片内恒流源 I_ch 给斜坡电容 C_ramp 充电（DRV 为低期间充电，输出转低后放电复位）；PWM 比较器把斜坡电压与 Vctrl（经 Vton 处理电路）比较——斜坡追上 Vctrl 的时刻即关断 MOSFET 的时刻。于是 ton = C_ramp·f(Vctrl)/I_ch：Vctrl 越高 ton 越长，且由电容/电流的物理量直接给出绝对时间——这就是“电压模式 + 导通时间控制”的实现载体。高线时斜坡斜率 ×3（I_ch ×3），同一 Vctrl 换算出 1/3 的 ton，前馈由此实现。图 4 中死区通道是同构电路：DT 控制斜坡与 VREF,DT+Vffctl 比较，Vffctl 把 Vctrl 的信息叠加进死区判决——所以死区随 Vctrl 降低而增长，构成线性折返（DS 图 4/图 5 中的“Ramp + Vffctl”即此）。

8. 调节模块与 DRE（动态响应增强）

调节环：OTA（GEA 200 µS，±20 µA）把 VFB 与 VREF 2.5 V 之差转成 VCTRL 上的电流，给补偿网络充放电。带宽必须 <20 Hz（DS 建议），代价是“环路极慢”——390 V 母线电容的时间常数大，10 Hz 的环路对负载突变无能为力，这就是 PFC 下冲问题的根源。

DRE 的解法：内部比较器监视 VFB，一旦低于 95.5%×标称（390 V 时即 372 V），接入 IBOOST 220 µA 电流源（147~277 µA）直接注入补偿网络——OTA 自身输出能力仅 20 µA，相当于环路增益 ×10（DS 明言 10 倍；220/20 = 11 与之吻合）。即普通环路调节速度有限，DRE 则一步到位快速动作——VCTRL 被快速抬升至高位 → ton 立即增至上限 → 输出功率阶跃。VFB 回到 95.5%+0.35% 迟滞以上，DRE 退出，环路回到慢路径（100/120 Hz 纹波抑制不受影响）。使能时序：DRE 仅在 PFC 已启动后使能（PFCOK 门控）——否则软启动阶段 Vout 天然低于 95.5%，DRE 会持续满幅动作，破坏软启动（DS 明言此设计动机）。

DRE 的另一面（工程提醒，经验）：增益瞬间 ×10 也意味着穿越频率瞬间 ×10 量级（10 Hz→~100 Hz 一线），相位裕量靠 Type-2 零点在该频段仍有提升来保住——Cz/CF 取值不能只按 10 Hz 主环路优化，要同时核算 100 Hz 处的相位余量；DRE 期间输出纹波/抖动略大属预期行为，不是故障。DRE 事件期间 220 µA 在 Rz 上的理论压降（220 µA×47 kΩ ≈ 10 V）远超 4.5 V 满幅——这一“超调”正是设计意图：保证 VCTRL 无条件达到上限（见 03 步骤 8）。

过冲的另一半：DRE 只治下冲。上冲由 §9 的软 OVP/快速 OVP 接手——下冲加速、过冲减速，从两个方向约束母线电压。

9. 输出电压事件链：软 OVP → 快速 OVP → UVP

以 390 V 输出为基准（百分比 ×VREF=2.5 V 由 FB 分压直接映射）：

两级 OVP 都非锁存：回落到迟滞以下自动恢复。这与 OVP2（锁存+定时重试，§10）形成“快速柔/快速硬/独立冗余”三层。UVP 为什么不能阈值太高：启动瞬间母线电容正在被输入经旁路二极管充电，电压是“跟着输入走的”；12% 阈值（47 V）保证它只在反馈真正失效（如 Rfb1 开路被 200 nA 内部灌电流拉低）或输入极低时触发。

静态 OVP（STATICOVP）补充一项：表 6.8 有个容易被忽略的参数——DMIN：VFB = 3 V（即 120% 标称，远超快速 OVP 线）时占空比强制为 0（max）。这是“死区后备保护”：FB 短路到某高压源、分压上臂短路等极端故障下，OVP 比较器已经饱和，DMIN 保证驱动彻底关闭而不是以某个残余占空比继续泵能量。它同时是 Brown-out 软停机的最终环节（Vctrl 被泄放到 Skip 检测阈值时电路停止，见 §11）。

10. 电流检测、OVS 与看门狗（式 4）

式 4 与 OCP：导通期经 400 ns 消隐后（表 6 tLEB,OCP typ 400 ns；正文 200 ns，以表为准），OCP 比较器把 VCS 与 500 mV 比较，超限即复位 PWM 锁存：

$$I_{ds\_max} = \frac{V_{ocp}}{R_{sense}} = \frac{0.5\,\text{V}}{0.15\,\Omega} = 3.33\,\text{A（75 W 示例）}$$

消隐的意义：MOSFET 开通瞬间电流波形前沿有 Coss 放电尖峰 + Rsense 感性尖刺，400 ns 内不判 OCP——但注意这 400 ns 是“盲区”，极快短路只能依靠 OVS/看门狗作为后备保护。

OVS（过应力）= 750 mV = OCP 的 150%：触发后驱动禁用 800 µs typ（tWDG(OS)）。场景推演（DS 正文）+ 数字化复盘（本库按 75 W/0.15 Ω 示例）：旁路二极管短路 → 电感每个开关周期被“充电后放不出去”（母线被短路路径钳住，退磁斜率 1/L 反向变成对短路负载的放电）→ 电流台阶式累积：Ipk = 3.33 A（OCP）时已限流但仍在 OVS 之下，若饱和路径使电流继续上升 → 触及 5.0 A（750 mV/0.15 Ω）→ 800 µs 禁驱 → 每秒最多约 1250 次重试，每次重试只发几拍 → 平均占空比掉到 1% 以下 → 电感/MOS/桥堆的热时间常数内功率可忽略（DS 设计意图“限制过热风险”）。电感饱和同理被捕捉：饱和 → Ipk 失控增长 → 150% 阈值比正常 2.56 A 峰值留足差距（5.0 A），正常波形不会达到该阈值。

看门狗的双重身份：正常时“没等到退磁 → 200 µs 后强制发拍”（避免陷入谷间停滞）；发拍前做 CS/ZCD 阻抗测试（对地 50 µA）→ 判出“检测脚对地短路”即停机。看门狗 200 µs（80~320 µs）同时天然把故障态开关频率钳在 ≤5 kHz（1/200 µs，推断），故障态 EMI/应力有限。

11. Brown-out 与跳周期：待机与低线的两项核算

Brown-out（[C]/[D**] 版本）：输入过低时 PFC 不该工作（低线大电流烧桥/电感）。实现（漏极检测架构）：BONOK 上电默认 1（禁止）；Vsns（经 1/138 桥缩放滤波的 Vin）> VBOH 819 mV typ → BONOK=0，允许启动。按桥比换算交流阈值：释放 ≈ 0.819×138 = 113 V 峰值 ≈ 80 VAC rms；跌落触发 ≈ 0.737×138 = 102 V 峰值 ≈ 72 VAC rms（DS 未直给交流阈值，此为按 KCS=1/138 的推算，待核实；50 ms 消隐/确认时间防半周跌落误判）。精华在跌落后的动作：BONOK=1 并不立即禁驱动，而是给 VCTRL 挂 30 µA 灌电流源，让 Vctrl 缓慢泄放 → ton 渐缩 → 电流渐减，直到 STATICOVP 电平（Vctrl 掉到 Skip 检测阈值）才真正停拍。采用这一渐进泄放的原因：若在输入大电流时刻骤停，电感电流骤断会在输入阻抗上激起电压尖峰，可能让 Brown-out 比较器又误判“线电压正常”而反复翻转；缓慢泄放保证线电流连续衰减（DS 明言此动机）。限制：DS 明确 Brown-out 选项不得**用于辅助绕组（Vaux）供电架构——Vaux 架构下该比较器看到的信号没有意义，此时由 UVP 实现 brown-in。

Skip（[B]/[D**] 版本）**：Vctrl 降到 VSKIP-L（593 mV typ）→ 禁驱动；回升到 VSKIP-H（617 mV）→ 恢复。迟滞仅 24~30 mV——因为此时系统已在折返频率下限（约 33 kHz）附近，每周期都在“谷底+最小损耗”点，Skip 的边际收益就是把这些低效小脉冲整簇跳掉（DS：“避免在功率传输效率特别低时工作，代价是电流畸变”）。待机核算：Skip 时 PFC 的开关损耗、驱动损耗、磁损全部按占空比斩掉；剩余损耗 = 反馈分压 39 mW（390 V/3.885 MΩ）+ 母线电容漏电 + IC 静态——DS 未给整机待机数值，此处不作估算（经验：此架构待机输入可做到百 mW 级，取决于后级）。门控：PFC 非正常状态（PFCOK 无效）时 Skip 被禁用——防止启动/故障期间用 Skip 逻辑干扰软启动。

12. OVP2：独立于 FB 的第四道防线

为什么需要第二路 OVP：软/快 OVP 的信号取自 FB 分压器——如果恰恰是 Rfb1 开路（虚焊、料裂）导致失稳压，FB 侧所有比较器都失去有效判据（UVP 停机只是其误判结果）。OVP2 换一条传感路径：CS/ZCD 脚的漏极分压桥（KCS=1/138）在退磁期直接量母线，阈值 VREF,OVP2 = 3.175 V typ → 3.175×138 ≈ 438 V（DS 正文示例值；按 01 篇桥比设计核到 ±2%）。比快速 OVP（417 V）再高一档，保证正常 OVP 先动作、OVP2 只做最后防线。动作：经 1 µs 消隐（tLEB,OVP2）→ 锁存，复位主 PWM 锁存停开关；每 800 µs typ 自动复位重试（tRST(OVP2)）——不是永久锁死，而是“打嗝”式重试，若故障消失（如瞬态）自动恢复。

为什么不做成永久锁死：安全逻辑上锁死最保守，但 PFC 母线上 400 V 量级的瞬态（雷击残压、负载突卸）并不罕见——永久锁死会把可自愈瞬态变成不必要的停机返修。800 µs 重试 + 非锁存 OVP 的组合是“故障持续就反复打嗝限热、故障消失就自动回来”的自愈哲学；代价是持续性真故障（如整流桥炸裂导致母线只升不降）会无限打嗝——此时最终由 OVS 打嗝与 TSD 限制（推断：极端持续故障最终停在某路保护循环，母线被钳在保护阈值之下）。

13. OFF 模式与故障检测汇总

进入 OFF 的条件（DS 图 2 或门汇总）：UVLO（VCC<9.0 V typ）、TSD、UVP、Brown-out 故障走到 STATICOVP 时刻、（STOP 总开关的各保护属“逐拍动作”而非 OFF）。OFF 态行为：DRV 保持低；VCTRL 被拉到地（故障解除后从零 ton 重新上升 → 天然软启动，DS 图 2 VCTRL MANAGMENT 的 OFF/BONOK 输入即此用途）；PFCOK 拉低；Vton 处理块输出清零；除 UVLO/TSD/UVP/BO 监视外全部休眠省电。

制造性故障的检测路径（DS 故障检测节）：

14. TSD、驱动级与 UVLO 版本差异

TSD：结温 ≥150 °C（min 规格即保证值）禁驱动，降回约 100 °C（50 °C typ 迟滞）恢复；只要不复位（VCC 不掉）就持续有效。设计含义：TSOP-6 的 RθJA 145 °C/W 意味着 550 mW 就升 80 °C——驱动 60 nC 管 @100 kHz 的驱动损耗（≈Qg×VDRV×f×驱动比 ≈ 60n×12×100k×0.5 ≈ 36 mW）+ IC 静态 2 mA×18 V = 36 mW，合计尚有余量；但高频大管+高环境温度须逐项实际核算（经验）。

驱动级：图腾柱为交叉导通电流优化（DS 原文）；VDRV,high 钳位 12 V typ 在 VCC=30 V 时保护栅氧（见 01 §2.4）。

UVLO：[A]/[C] 两档启动电平 + 迟滞的架构取舍已在 01 §2.5 展开；OFF 态启动电流源由 UVLO 电路持续控制（图 2）。

14.5 一个工频半周期内的微观轨迹（把所有模块串起来看）

以 75 W/390 V/560 µH（03 设计）为例走一遍，读者可对照自己的波形：

90 VAC 满载（低线）：avg(VCS) 全程 <VLL（1.48 V）→ 判低线，斜坡基础斜率。ton 由 VCTRL 给出约 11.3 µs 且半周期内近似恒定；Ipk 包络 = Vin(t)·ton/L 严格跟着正弦走（线峰值 2.56 A）；频率从过零附近 ~89 kHz 滑到线峰值 ~60 kHz（T = ton·Vout/(Vout−Vin) 随 Vin 增大而拉长）。谷底开通每一拍都在工作——过零处漏极振铃幅值小、谷密，频率自然高。

264 VAC 满载（高线）：avg(VCS) 越过 VHL（1.69 V）→ 判高线，斜坡 ×3 → ton ≈1.3 µs。线峰值处（Vin=373 V）Boost 比仅 1.046，退磁斜率 (Vout−Vin)/L 很小 → t2 拉长到 ~29 µs → 频率自然凹陷至 ~33 kHz（CrM 固有现象，与折返无关——折返只在轻载 VCTRL 低时介入，机理推断）；过零附近 ton 短 → 频率瞬时很高，谷底开通把开通时刻对齐振铃，实际频率被寄生振铃周期限幅（推断）。

负载渐轻：VCTRL 缓降 → ton 缩短 → 降到 Vctrl,th,*（1.553 V，E 档）以下 → 每拍退磁后插入死区，频率从 ~60 kHz（@90 VAC）沿折返线下滑到 ~33 kHz；再降到 VSKIP-L（593 mV）→ 脉冲成簇，簇间休止。整个负载轴上，FB 只有 2.5 V 一个调节点，其余全部由 VCTRL 决定。

15. Device Functional Modes（工作模式一览）

精炼要点

上一级：NCP1622