TEA1995T — 02 内部框图与工作原理

资料来源：NXP TEA1995T 产品数据手册 Rev.3（2017-12-05）。功能描述对应 DS 第 8 章，时序对应图 4，框图对应图 1。 精度口径：【DS】= 手册事实；【本库分析】/【推断】= 手册未明说的机理分析；【待核实】= 手册留白。

本篇总结

1. 简述原理：“差分检测 + 四阈值判定 + 自适应栅驱动”，A/B 两通道完全独立。它不看初级信号、不设时间窗，只盯 SR 管漏-源压降这一物理事实：越 −400 mV 开通 → 伺服在 −55 mV → 过零 40 ns 快关 → 漏极转正 +150 mV 后 4 Ω 锁死。
2. 自适应栅驱动的本质是一只压降伺服环：栅压是被控量、漏源压降是反馈量，环的目标是把 |VDS| 稳在 −55 mV。因为欧姆区 VDS = I×RDS(on)(VGS)，环自动解出“当前电流下该开多大栅”——栅压波形因此成为电流波形的复写纸【DS §8.4 原文同义】。
3. 伺服环有代价：轻载时它故意让管子“欠驱动”（RDS(on) 偏大）来维持 55 mV 压降，导通损耗比满栅压略高——换来的是驱动损耗随负载缩放 + 过零前栅已预放电（40 ns 干净关断）。这是一项可以明确核算的权衡，并非没有代价【本库分析】。
4. 无最小导通时间是伺服架构的副产品：栅压是模拟量跟随，本来就不存在“强制开多久”的窗口。LLC 轻载/突发模式 <1 μs 的窄脉冲逐拍如实复现——对比带 1 μs 最小导通时间的时序派（MP6922），防倒灌能力是架构内建的。
5. 关断锁定的哲学是预防而非补救：漏极一旦转正超过 Vswoff（+150 mV typ），4 Ω 低阻下拉把栅极物理锁死，谐振振铃再无法抬升栅压——对比 MP6922 的 RCP（检测到倒灌才锁 100 μs），TEA1995T 是事前阻止开通，MP6922 是检测到倒灌后再锁定关断【判据哲学对比见第 10 节】。
6. 4 线开尔文检测是整个架构的基础：调平迟滞窗只有 5 mV（−55/−50 mV），1 nH 走线在 200 A/μs 换流下就引入 0.2 V 误差——40 倍于窗口。检测布线不合格时，伺服环调节的对象就是噪声（布局对策见 04 篇）。
7. UVLO 的“有源下拉”保证任何欠压/启动状态下栅极都不是悬空的：VCC < Vstop（4.2 V typ）→ 两路栅输出主动拉低，SR 管绝无半开态【DS §8.2/8.5】。
8. Energy-save 待机 160 μA typ（12 V 轨上 1.9 mW，比正常工作的 13.2 mW 省 11.3 mW【本库计算】）；触发条件 DS 未述（待核实）。

1. Overview：先讲思想——从“开关”到“伺服”

同步整流可以理解为用 SR MOSFET 替代二极管整流：肖特基导通压降 0.4~0.7 V，12 V/20 A 输出对应十几瓦的纯损耗；SR 管导通压降仅为毫伏级。但 SR 管需要控制——何时开通、导通期间栅压多高、何时关断。

传统 SR 控制器是“开关式”驱动：压降越限 → 满栅压开通（一个大信号阶跃）；过零/阈值 → 关断（另一个阶跃）。栅压只有两态，导通损耗 = I²×RDS(on) 完全由管子和电流决定，驱动损耗恒为 f×Qg(满)×VCC 与负载无关。

TEA1995T 采用“伺服式”驱动【DS §8.4】：开通后它持续微调栅压，把漏源压降闭环稳在 −55 mV（typ）。欧姆区里 VDS = I × RDS(on)(VGS)，环看到压降超标就抬升栅压、压降不足就下调栅压，稳态时自动满足：

I × RDS(on)(VGS) = 55 mV   （伺服平衡方程，本库整理）
例：RDS(on)@满栅 = 4 mΩ 的管
  I = 20 A → 需要 RDS(on) = 55mV/20A = 2.75 mΩ < 4 mΩ → 栅压顶到 VG(max)（满栅区）
  I = 10 A → 需要 5.5 mΩ  > 4 mΩ → 栅压停在中间某值（伺服区）
  I = 5 A  → 需要 11 mΩ   → 栅压更低（深度伺服区）

于是栅压成了电流的模拟复写【DS 图 4 的 gate driver 波形随 secondary current 起伏正是此事】。三个直接后果：

1. 驱动损耗随负载缩放：栅电荷 Qg 随 VGS 单调增长，轻载栅压低 → Qg 小 → 驱动损耗小【定量为推断：Qg(VGS) 曲线因管而异，趋势是单调的】。满载到 1/4 负载，驱动损耗大致同比例收窄【示意量级】；
2. 过零前栅已预放电：电流下降段栅压已跟着往下走，真正关断时只需从低位快速关断——40 ns typ 的去激活延迟（DS 表 6）+ 1 A 灌流，干净利落。对比“满栅压直关”方案要在同样时间里从 10 V 级放完，倒灌风险大得多；
3. 导通损耗在伺服区被“钳”在 I×55 mV：注意这不是免费的——轻载时环故意让管子欠驱动（RDS(on) 偏大）来维持 55 mV 压降，导通损耗比满栅压运行略高【本库分析：5 A 时 I×55mV=0.275 W vs 满栅 5²×4mΩ=0.1 W】。换来的是 1、2 两条收益和可预算的损耗模型。重载时环到顶（满栅），损耗回到 I²RDS(on) 常规口径。

这个思想的代价是对测量精度的极度依赖：伺服目标是 55 mV、迟滞窗 5 mV——毫伏级测量靠的是 4 线开尔文（第 7 节核算）。所以 DS 用整章强调检测布线，04 篇的陷阱大半由此而来。

2. 框图走读（DS 图 1，按信号流）

供电与公共链（自左向右）：

• VCC → V AND I REFERENCE：内部电压/电流基准，一切阈值的“尺子”；
• VCC → 5 V REGULATOR：内部逻辑电源——外部给 4.5~38 V，内部逻辑吃稳定的 5 V，这是宽供电范围的结构基础【推断：由框图与宽域规格对应】；
• UVLO（UNDER VOLTAGE LOCKOUT）：监视 VCC，低于 Vstop 把两通道“摁死”（详见第 3 节）；
• DRIVER SUPPLY（框图标称 11 V）：栅驱动级的内部供电轨——VCC=15~38 V 时 VG(max) typ 12 V 的物理出处【译注：11 V 为框图示意标注，与表 6 三档口径并存，见 00 篇附注 2】；
• ENERGY SAVE CONTROL → LOGIC → enable（送两通道）：节能模式下把两通道使能降级，工作电流从 1.1 mA typ 降到 160 μA typ（详见第 8 节）。

每通道的检测-判定链（A、B 各一套，完全相同且相互独立）：

• 输入对：DSA−SSA（A 通道）/ DSB−SSB（B 通道），差分测量 SR 管漏源压降；
• 四个并联阈值比较器，阈值链从框图直接可读：

−400 mV ──→ turn-on（开通）
−55 mV  ──→ on regulation（导通调平，抬栅判据）
−50 mV  ──→ off regulation（关断调平，收栅判据 = Vdeact(drv)，表 6 未单列【DS 原文如此】）
+150 mV ──→ SWITCH OFF（关断锁定）

• 四路比较结果经 TURN ON / SWITCH OFF 逻辑块进栅驱动级，输出 GDA/GDB。

走读要点：两通道在图上以虚线分隔、无任何横向连线——LLC 两臂各自漏极波形完全不同（一臂导通时另一臂正处于振铃期），判据互不共享才能保证各臂判据只取决于本臂电流。这也解释了为什么 DS 给每管配独立的三脚（D/S/G）而不是共享检测：共享一条地或一条判据线，A 臂的 20 A 换流就会干扰 B 臂的 55 mV 判据。

3. 启动与 UVLO（DS §8.2）

是什么：VCC 越过 Vstart（4.55 V typ，max 4.75 V）→ 退出 UVLO、激活 SR 电路；跌破 Vstop（4.2 V typ）→ 回到 UVLO，两路栅输出有源保持为低【DS §8.2/8.5】。

为什么需要迟滞：Vstart−Vstop = 0.35 V typ。若两阈值重合，VCC 在 4.4 V 附近晃动的电源会反复启停 SR——每次启停都是两管栅级的充放电冲击。迟滞让“启动”与“停机”之间留出 0.35 V 的防抖带。

为什么 UVLO 要“有源”下拉而不是靠管子自己关：SR 管栅极若在 IC 失效/欠压时悬空，米勒电容+寄生耦合可能让它半开——次级半开 = 双臂同时导通 = 中心抽头变压器被短路。有源下拉把“失效安全”变成器件责任而不是运气回题【DS §2.3 特性 “UVLO protection with active gate pull-down”】。

去耦的定量背景（01 篇 2.4 节算过，这里放到机理层）：栅电流 1 A 级在去耦电容连线电感上的压降 ΔV = L×di/dt：

L = 10 nH（常规布板）、I = 1 A、t ≈ 36 ns（Qg 36 nC / 1 A）：
ΔV = 10e-9 × (1/36e-9) ≈ 0.28 V
若布线翻三倍（30 nH）：ΔV ≈ 0.83 V —— 击穿 Vstop=4.2 V typ 的裕量

这就是 DS 原文要求“附加电容（not only with Cout）+ 尽可能靠近 IC”的完整逻辑链：大栅电流 → 连线电感压降 → VCC 凹陷 → UVLO 误触发 → SR 停止工作一个开关周期 → 由体二极管独自承担电流。

4. 漏极检测（DS §8.3）

机理：DSA/DSB 是耐压输入级（DC +100 V 极限【DS 表 4】），直接进四阈值比较器。它的判据只有极性：

• 漏极电压为正 → 该关断。栅驱动强制 off-mode，栅脚下拉【DS §8.3】；
• 漏极电压为负 → 电流真的在流（体二极管已导通，漏极被拉到 −0.7 V 量级）。使能差分 SR 检测，进入第 5 节的四阶段流程。

为什么 100 V 耐压值得单说：次级拓扑里漏极关断平台的量级差别巨大——LLC 中心抽头约 2×Vout（十几~几十 V），反激低边可达 Vout+反射电压（轻松过 100 V）。输入级直接耐 100 V 意味着 LLC 应用免分压：分压器会按比例缩小 −400/−55 mV 判据，等于把伺服环的尺子刻度改了。SOI 工艺（DS §1）是单片上同时容纳 100 V 输入级与毫伏级比较器的工艺基础【推断：DS 只提 SOI 未展开，属工艺层面对应】。

设计含义：选型时先算漏极平台（03 篇步骤 1），平台 ≤100 V DC 直连是首选；超了怎么办 DS 未给方案（待核实），业界加分压但破坏检测比例尺——慎用（03 篇第 4 节）。

5. SR 四阶段（DS §8.4）——核心机理

以 A 通道为例，一个整流半周期分四阶段（图 4 同屏给出重载/轻载两条曲线，两条的栅压都跟随各自电流包络——自适应对所有负载一视同仁）：

5.1 阶段一：导通（turn-on，|VDS| > Vact(drv)=−400 mV typ）

物理过程：初级关断，次级电流开始建立，先走 SR 管体二极管（压降 ≈ −0.7 V），|VDS| 越过 −400 mV 阈值，经 td(act)(drv)=80 ns typ 延迟，栅驱动以 1.0 A typ 拉流开通 SR 管，压降骤落回 −55 mV 量级。

为什么阈值取 −400 mV 而不是更浅（比如 −100 mV）——深度与灵敏度的权衡【本库分析】：

• 更浅的阈值 → 开通更早 → 体二极管承担的时间更短（损耗小）；但振铃等假负压更容易越限 → 误开通风险大；
• −400 mV 比 LLC 死区振铃的常规幅度深一个量级，比体二极管 −0.7 V 浅——留给判据的窗口是 [−0.7 V, −0.4 V]，负压必须“足够真”才放行。
• 代价的定量：开通延迟 80 ns + 栅压建立 36 ns（Qg=36 nC/1 A）期间体二极管仍在导通【本库计算】：

体二极管额外损耗 ≈ I × 0.7 V × 116 ns
  10 A：0.7 × 116e-9 × 10 ≈ 0.81 μJ/次 → 200 kHz ≈ 0.16 W/通道
复算：116e-9×10 = 1.16e-6；×0.7 = 0.81 μJ ✓；×200e3 = 0.163 W ✓

这就是“检测要快”的原因：80 ns 的 td(act) 是固定代价，检测线布差了（拾取噪声、延迟加大）代价更大。

5.2 阶段二：导通调平（on regulation，|VDS| > Vreg(drv)=−55 mV → 栅压上调）

机理：SR 管开通后 |VDS| 落到 −400 mV 以内，进入伺服区。|VDS| 高于 −55 mV → 栅压上调，直到压降回到 −55 mV。这是第 1 节讲的伺服环“栅压上调”半边。

为什么要有这一段：不开环满栅压的三个理由——① 驱动损耗随负载缩放（第 1 节后果 1）；② 栅压低 = 关断时放电量少 = 关断快且干净（后果 2）；③ 压降被钳在已知值，损耗模型可预算：P ≈ I×55 mV（伺服区内），不再依赖管子 RDS(on) 的离散性。第 ③ 点对量产一致性有价值：不同批次管子的 RDS(on) 差异被伺服环“吃掉”了【本库分析】。

5.3 阶段三：关断调平与过零快关（off regulation，|VDS| < Vdeact(drv)=−50 mV → 栅压下调；电流过零 → 快关）

机理：电流下降段，|VDS| 跌破 −50 mV → 栅压下调（RDS(on) 增大）→ 压降被托回 50~55 mV 窗口。电流一路降到零，栅压一路跟着降到接近阈值区；电流真正到零的瞬间，td(deact)(drv)=40 ns typ + 1.0 A typ 灌流把栅极快速抽干【DS §8.4】。

“无最小导通时间”在这里发生【DS §8.4 原文 “The IC operates without minimum on-time”】：注意栅压下调判据是压降不是时间——只要电流还在流（压降维持窗口内），管子就继续导通；电流一停（压降消失），立即关断。导通窗口的宽窄完全由电流波形决定，多窄都能复现。DS 特意补一句“SR MOSFET 在小电流时并不关断”【DS §8.4】——伺服环一直伺服到零，不存在“电流尚余 5 A 即提前关断”的方案（对比 NCP4307 文档里做过的核算：−10 mV 阈值 + 1 mΩ 管 = 电流剩 10 A 就关，最后 10 A 转由体二极管独自承担 0.7 V 压降）。

5 mV 迟滞窗的用途：−55（抬）/−50（收）之间留 5 mV 死区，防止栅压在阈值上反复抖动。这个窗宣判了检测精度要求：测量误差若超过 5 mV，窗就失去了防抖意义——第 7 节的 1 nH=0.2 V 核算由此而来。

5.4 阶段四：关断锁定（switch-off，漏极 > Vswoff=+150 mV typ → 4 Ω 锁死）

机理：SR 管关断后漏极电压上升转正。一旦超过 Vswoff（+150 mV typ，范围 90~200 mV），低阻下拉 Rpd(G)=4 Ω typ（3.2~5 Ω）把栅极牢牢钳在低电平【DS §8.4】。

这个“锁死”防什么【本库分析，机理为 DS 事实、威胁场景为推断】：

• LLC 换流后死区里漏极会振铃，振铃谷可能再次砸出负压。若没有锁定，一次深的负振铃就能满足 −400 mV 开通判据 → SR 管在错误的半周期里开通 → 两臂同时导通、输出向初级倒灌；
• 锁定的本质是用正压判据封门：漏极已经转正 = 本半周期工作已结束 = 在它再次变负之前栅极不许动。4 Ω 是“物理锁”不是“逻辑标志”——即使振铃通过栅极回路耦合出干扰电荷，4 Ω 低阻也能瞬间吸收；
• Vswoff 取 +150 mV（正阈值）而非 0 V 的用意：0 V 附近漏极过零缓慢，比较器会抖；+150 mV 让锁定在漏极明确转正后才挂锁，且 min 90 mV 保证了最坏情形下也有可观的正压裕量。

对比 MP6922 的 RCP（反电流保护）：MP6922 属事后补救型——检测到倒灌电流尖峰才触发，双通道同锁 100 μs【MP6922 DS 口径，见本库 MP6922 解读】；TEA1995T 属事前预防型——漏极一转正即将栅极锁定，倒灌没有发生的机会。另一个细节：DS 未明确“锁定是否持续到漏极再次变负”（待核实），从文字看锁定的保持条件是“漏极电压高于 Vswoff”——即漏极保持为正期间栅极被钳在低电平【推断】。

5.5 四阶段数值检查点（示波器验收用）

【数值全部出自 DS 表 6/§8.4/图 4；验收方法见 04 篇流程树第 2~4 步。】

5.6 自适应驱动的轻载收益核算【本库分析，量级示意】

以 36 nC@10 V 的管为例（Qg-VGS 曲线为业界典型形态，具体以管子手册为准【推断】）：满载 20 A 时环打到满栅（VG≈10.75 V，Qg≈36 nC）；1/4 载 5 A 时伺服方程要求 RDS(on)=11 mΩ，对应栅压约一半量级，Qg 随 VGS 大致同比例收窄（MOSFET Qg-VGS 前段近似线性【业界经验】）：

满载驱动损耗：2 × 200 kHz × 36 nC × 10.75 V ≈ 0.155 W（两通道合计）
1/4 载（VG≈5.4 V，Qg≈18 nC 示意）：2 × 200 kHz × 18 nC × 5.4 V ≈ 0.039 W
复算：2×2e5×36e-9×10.75 = 0.155 W ✓；2×2e5×18e-9×5.4 = 0.0389 W ✓

固定栅压方案两个负载点都是 0.155 W——自适应在 1/4 载省下约 0.12 W 的驱动自耗，且这部分热量不进 IC（陷阱 7 的 Ptot 预算同样受益）。这正是 DS 特性 2.1 “任意负载下效率最大化”的驱动侧实现路径。

6. 栅驱动器（DS §8.5）

机理：导通上升段给栅充电（拉电流），下降段放电（灌电流）。表 6 把拉/灌能力分了档：

为什么调平档只用 100 mA：伺服环在 5 mV 迟滞窗里工作，若用 1 A 灌流修栅压，栅压一步跨太大，环会在窗内振荡（极限环）【本库分析：DS 未明说，属控制常识推断】。100 mA 对 36 nC 的等效“步进”是 0.36 ns/……换算成栅压斜率足够细腻，同时保持环的温和性格。

VG(max) 三档口径的意图【DS §8.5】：4.95 / 10.75 / 12 V typ（VCC=5/12/15~38 V）。DS 原文：“这一较高的输出电压能把所有品牌 MOSFET 都驱动到最小导通电阻”——12 V 档正好覆盖通用管 RDS(on) 规格点的 VGS=10 V 口径；5 V 档则明示“可使用逻辑电平 SR MOSFET”。5 V 供电的本质：VG(max) 受 VCC 限制（4.95 V typ ≈ VCC），此时选管必须看 VGS=4.5 V 规格点的 RDS(on)——标准管在这个栅压下“半开”，04 篇陷阱 4 有现场案例。

7. 源极检测（DS §8.6）——伺服环的基础

机理：SSA/SSB 是差分测量的参考端，必须尽可能贴近 SR 管源极引脚。DS 给出的理由是“寄生电感 + 大 dI/dt 在 PCB 走线上产生的电位差会引入测量误差”【DS §8.6】，DS §12 进一步禁止“借用载流功率地走线做检测参考”。

定量核算【业界经验，数字为本库假设】：

换流速率 dI/dt = 200 A/μs（20 A 在 100 ns 内换流，LLC 常见量级）
功率走线寄生电感 10 nH：误差 = 10e-9 × 200e6 = 2 V   （调平目标的 36 倍）
精心布板残余 1 nH：    误差 = 0.2 V                  （迟滞窗 5 mV 的 40 倍）

结论：检测误差不是靠“小心”能压到 5 mV 量级的——唯一的办法是让检测点物理上贴住源极引脚，让那几 nH 电感不进入测量回路。这就是 4 线（Kelvin）检测存在的唯一理由，也是这颗 IC 所有精度的前提。误差的两类成因【DS §12 原文归纳】：栅压“要么过低、要么过高”——测量值比真值更负（多了感性压降）→ 环进一步抬升栅压 → 栅压过高、驱动损耗无谓增大；测量值比真值更正 → 环提前下调栅压 → 栅压过低、RDS(on) 偏大、导通损耗上升。

8. Energy-save 待机（DS 特性 2.1 + 表 6）

事实【DS】：energy-save 档工作电流 160 μA typ（140~180 μA），特性栏口径“低于 200 μA”；节能模式激活时间 tact(es)=110 μs typ（85~135 μs）。框图上有独立的 ENERGY SAVE CONTROL 块经 LOGIC 送 enable 到两通道【DS 图 1】。DS 未描述触发条件与内部机制（待核实）。

核算如下【本库计算】：

正常工作：12 V × 1.1 mA = 13.2 mW
节能待机：12 V × 160 μA = 1.92 mW   —— 省 11.3 mW
复算：12×1.1e-3 = 13.2e-3 W ✓；12×160e-6 = 1.92e-3 W ✓

设计含义：整机待机预算（如 CoC/DoE 的空载功耗线）里，SR 控制器是次级常电件之一。11 mW 的差在 75 mW 级的空载预算里占 15%——对 adapter 类产品不是小数【业界经验】。tact(es) 的存在说明进出节能态是一次可测量的模式切换（~0.1 ms 量级），从框图结构看是“负载轻到某程度→逻辑降级使能”的形态【推断：DS 未述触发条件，此为与框图/参数自洽的推测】。

9. Device Functional Modes（工作模式一览）

10. 判据哲学对比：TEA1995T vs MP6922（时序派）

同为 LLC 双通道，两颗 IC 对“防误开通 + 防倒灌”给出了相反的答案【对比基于两颗 DS 事实，评语为本库分析】：

设计思想简述：TEA1995T 依据的是测量精度足够（4 线开尔文），因此可以不设时间窗、让栅压随动；MP6922 则考虑单端测量环境下噪声难免，用时间窗把可疑区全部消隐、检测到异常再锁定。前者上限更高（轻载效率、窄脉冲跟随、驱动损耗），后者下限更稳（布线不可控时不误用）。选型含义：布线纪律好、轻载权重大的适配器/服务器电源 → TEA1995T；噪声环境恶劣、布线收敛困难、或需要 TLL 型“整片睡眠”待机的 → MP6922。

精炼要点

上一级：TEA1995T