UCC28700 规格书全译 —《UCC2870x 带原边调节（PSR）的恒压恒流控制器》

原文：TI SLUSB41A《UCC2870x Constant-Voltage, Constant-Current Controller With Primary-Side Regulation》，Rev.A（2012 年 7 月首发，2014 年 12 月修订），共 36 页（正文 28 页 + 封装附加页 8 页），涵盖 UCC28700/01/02/03 四个型号。「原文 PDF：datasheet/UCC28700_datasheet.pdf」。 本篇为规格书全文忠实翻译：逐节覆盖特性/应用/描述/器件对比/修订历史/引脚（逐脚）/绝对最大额定值/ESD/推荐工作条件/热信息/电气特性全表（min/typ/max 逐行）/开关特性/典型特性曲线（图 1~11）/详细描述与功能框图/功能描述（含式 1~5）/故障保护/器件功能模式（PSR 采样机制逐句）/应用设计全流程（式 7~30 与全部设计说明保留）/电源建议/布局/器件命名术语表/文档支持/封装订购。版权归 TI。 ⚠️ 原文 PDF 公式为图片、文本层无公式：全部 30 条公式已逐页按 PDF 原图核对转录（式 15~18、23 与式 1/2/4/5/3 重复，原文如此）。字形损坏与疑点以「译注」标出，未做编造。 插图为原版图翻拍（img/ds4_* 为本轮新增：引脚配置、典型特性曲线、典型应用电路与 5 W 适配器原理图；img/fig* 为此前翻拍的同一规格书原图），图注标明原版图号，正文各处的「（图 N）」文字引用保留。

1. 特性（FEATURES，全译）

• 空载输入功耗 <30 mW，满足五级能效（5-Star）评级要求；
• 原边调节（Primary-Side Regulation, PSR）——省去光耦合器；
• ±5% 电压与电流调节精度；
• 130 kHz 最大开关频率，支持高功率密度充电器设计；
• 准谐振（Quasi-Resonant）谷底开关（Valley-Switching）工作，整体效率最高；
• 专利申请中（Patent-Pending）的频率抖动（Frequency-Jitter）方案，简化 EMI 达标；
• 宽 VDD 范围，允许使用小容量偏置电容；
• MOSFET 栅驱动输出带钳位；
• 保护功能：过压、欠线（Low-Line）、过流；
• 可编程线缆补偿（Cable Compensation）（仅 UCC28700）；
• NTC 电阻接口（仅 UCC28701/02/03），带固定线缆补偿选项；
• SOT-23 封装。

2. 应用（APPLICATIONS）

• 消费电子（手机、平板电脑、相机）用 USB 兼容适配器与充电器；
• 交流与直流（AC/DC）电源。

3. 描述（DESCRIPTION，全译）

UCC28700 系列反激（Flyback）电源控制器无需光耦合器即可实现恒压（Constant-Voltage, CV）与恒流（Constant-Current, CC）输出调节，即「恒压恒流（CV/CC）」。器件处理来自原边功率开关与反激辅助绕组的信息，对输出电压和电流进行精确控制。低启动电流、动态控制的工作状态和定制调制的调制曲线（modulation profile），在不牺牲启动时间或输出瞬态响应的前提下支持极低待机功耗。

UCC28700 系列的控制算法使工作效率满足或超过适用标准。输出驱动接口连接 MOSFET 功率开关。带谷底开关的不连续导通模式（Discontinuous Conduction Mode, DCM）降低开关损耗。控制器对开关频率与原边电流峰值幅度进行调制（即频率调制 FM 与幅度调制 AM），使转换效率在整个负载与输入电压范围内保持高水平。

控制器最大开关频率 130 kHz，并始终保持对变压器原边峰值电流的控制。保护功能帮助约束原边与副边元件应力。UCC28700 允许对线缆补偿量编程；UCC28701、UCC28702、UCC28703 允许用负温度系数（NTC）电阻做远程温度检测，同时提供固定线缆补偿电平。

器件信息：UCC28700/01/02/03，封装 SOT-23（6 脚），本体尺寸（标称）2.90 mm × 1.60 mm（其余封装见文末附加页）。

4. 修订历史（Rev.A 相对 2012 年 7 月原版）

新增：处理额定值表、功能描述节、器件功能模式节、应用与实现节、电源建议节、布局节、器件与文档支持节、机械/封装/订购信息节（第 1 页起）。

5. 器件对比表（Device Comparison Table）

（1）具体订购信息见附加页；（2）其他固定线缆补偿选项请咨询原厂。[译注：本表补偿量以 5 V 输出端子计；§7.5 电气特性表 VCVS 以 VS 引脚电平变化计，两者经 VS 分压比换算，并非矛盾。]

6. 引脚配置与功能（SOT-23 6 脚 DBV，顶视）

1 脚：UCC28700 = CBC / UCC28701/2/3 = NTC；2 脚 VDD；3 脚 DRV；4 脚 CS；5 脚 GND；6 脚 VS。

7. 规格（Specifications）

7.1 绝对最大额定值（全表，除非另有说明，覆盖工作自由空气温度范围）

（1）超出绝对最大额定值的应力可能造成器件永久损坏。这只是应力额定值，不代表器件可在这些或其他任何超出推荐工作条件的条件下正常工作。长期暴露于绝对最大额定条件可能影响可靠性。所有电压以 GND 为参考；电流以流入指定端子为正、流出为负。

7.2 ESD 额定值

（JEDEC JEP155：500 V HBM 即可在标准 ESD 控制流程下安全制造；JEP157：250 V CDM 同理。）

7.3 推荐工作条件（全表）

7.4 热信息（DBV 6 脚封装）

（依据 JEDEC JESD51 系列标准仿真条件，详见原文脚注与 SPRA953 应用报告。）

7.5 电气特性（全表逐行。条件：工作自由空气温度范围，VDD=25 V，R_CBC=R_NTC=开路，−20 ℃≤T_A≤125 ℃，T_J=T_A，除非另有说明）

偏置电源输入（BIAS SUPPLY INPUT）

欠压锁定（UNDER-VOLTAGE LOCKOUT, UVLO）

VS 输入（VS INPUT）

CS 输入（CS INPUT）

（注1）这些器件自动改变控制频率与电流检测阈值以改善 EMI，所列阈值电压与频率限值为平均水平。

驱动（DRV）

保护（PROTECTION）

线缆补偿（仅 UCC28700）

线缆补偿（仅 UCC28701/02/03）

NTC 输入（仅 UCC28701/02/03）

7.6 开关特性（Switching Characteristics，覆盖工作自由空气温度范围）

（注1）同上：阈值为 EMI 抖动后的平均电平。

7.7 典型特性曲线（Typical Characteristics，VDD=25 V，图 1~11）

图 1 偏置电流 vs 偏置电压（run/wait/start 三状态）；图 2 偏置电流 vs 温度（I_RUN/I_WAIT/I_START 三族）；图 3 VS 调节电压 vs 温度；图 4 线检测电流 vs 温度（I_VSL(run)/I_VSL(stop)）；图 5 最小 CS 阈值电压 vs 温度；图 6 恒流调节电平 vs 温度；图 7 最小开关频率 vs 温度；图 8 DRV 拉电流 vs 温度（V_DRV=8 V，V_VDD=9 V）；图 9 NTC 关断阈值 vs 温度；图 10 NTC 上拉电流 vs 温度；图 11 过压阈值 vs 温度。

8. 详细描述（Detailed Description）

8.1 概览（Overview，全译）

UCC28700 是反激电源控制器，通过原边反馈实现精确的电压与恒流调节，省去光耦反馈电路。控制器工作于不连续导通模式（DCM）加谷底开关以最小化开关损耗。调制方案是频率调制与原边峰值电流调制的组合，在整个负载范围内提供高转换效率。控制律提供宽动态输出功率工作范围，以满足 <30 mW 待机功耗要求。

另一项有利于低待机功耗而不拖长启动时间的特性是宽 VDD 工作范围——允许高阻值 VDD 启动电阻与小容量 VDD 电容。在低功率工作区间，器件具有电源管理功能，在 44 kHz 以下工作频率时降低器件工作电流。UCC28700 控制器的调制器内置降低基波开关频率及其谐波 EMI 峰值能量的功能。精确的电压与恒流调节、快速动态响应与故障保护均由原边控制实现。完整充电器方案可通过直观的设计流程、低成本与低元件数实现。

8.2 功能框图（图见原文第 9 页）

框图要点：UVLO（21 V/8 V）→电源与故障管理块（输出 OC 故障、OV 故障、TSD/SD 故障、欠线（LINE）故障，内部 5 V 轨）；VS→采样器（SAMPLER）→误差放大器（E/A，基准 4.05 V + V_CVS）→控制律（CONTROL LAW，输出 V_CST 与 1/f_SW）；谷底开关块；副边定时检测块；电流调节块；线检测块（10 kΩ，欠线故障比较 2.2 V/0.80 V）；驱动级（25 mA 开/关电流源、14 V 钳位、200 kΩ 下拉）；OC 故障比较器（1.5 V）与 CS 前沿消隐（LEB）；UCC28700 专属线缆补偿块（V_CVS = I_CBC × 3 kΩ，CBC 内部串联 28 kΩ，0~3 V）与 UCC28701/2/3 专属 NTC 块（I_NTC 上拉、V_NTCTH 阈值、TSD/SD 故障）。

8.3 功能描述（Feature Description）

8.3.1 引脚详述

8.3.1.1 VDD（器件偏置电源）：VDD 脚接对地旁路电容，并经启动电阻接输入母线（bulk）电容正端。VDD 开启 UVLO 阈值 21 V、关断阈值 8.1 V，可用工作范围至 35 V。USB 充电规范要求输出电流从 5 V 到最低 2 V 都工作在恒流模式——标称 VDD 约 25 V 即可轻松满足。至 35 V 的额外 VDD 余量，用于容纳高载条件下泄漏能量灌入 VDD 电容造成的 VDD 抬升。此外，宽 VDD 范围的优点是可选较小 VDD 电容与高阻值启动电阻，把启动电阻上的空载待机损耗降到最低。

8.3.1.2 GND（地）：器件外部单一地参考，兼作栅驱动电流与模拟信号参考。VDD 旁路电容应靠近 GND 与 VDD 放置、走线短，以最小化 VS、CS 信号脚上的噪声。

8.3.1.3 VS（电压检测）：VS 脚经电阻分压器从辅助绕组接地。输出电压反馈信息在变压器副边电流退磁时间结束的时刻采样，以获得输出电压的精确表征。实现谷底开关的定时信息、控制副边变压器电流占空比的定时信息，都由 VS 脚上的波形确定。不要在此输入加滤波电容——会干扰对该波形的精确采样。 VS 脚还检测母线电容电压，用于提供交流输入运行/停止阈值，并在交流输入范围内对电流检测阈值做补偿。这些信息在 MOSFET 导通期间检测。对交流输入运行/停止功能，VS 的运行（run）阈值为 220 µA、停止（stop）阈值为 80 µA。辅助分压器的上端电阻 R_S1 与下端电阻 R_S2 由下式确定：

$$R_{S1} = \frac{V_{IN(run)} \times \sqrt{2}}{N_{PA} \times I_{VSL(run)}} \tag{1}$$

其中：N_PA 为变压器原边对辅助绕组匝比；V_IN(run) 为使控制器开启（run）的交流 RMS 电压；I_VSL(run) 为 MOSFET 导通期间 VS 脚流出电流的运行阈值（见电气特性表）。

$$R_{S2} = \frac{R_{S1} \times V_{VSR}}{N_{AS} \times (V_{OCV} + V_F) - V_{VSR}} \tag{2}$$

其中：V_OCV 为变换器调节输出电压；V_F 为近零电流下输出整流管正向压降；N_AS 为变压器辅助绕组对副边匝比；R_S1 为 VS 分压高端电阻；V_VSR 为 VS 输入处 CV 调节电平（见电气特性表）。

8.3.1.4 DRV（栅驱动）：DRV 脚接 MOSFET 栅极，通常经串联电阻。栅驱动信号限幅 14 V。开通驱动由 25 mA 电流源实现——限制 MOSFET 漏极开通 dv/dt、减小前沿电流尖峰，同时仍提供足够栅流克服米勒平台。栅驱动关断电流由低边驱动管 R_DS(on) 与外部栅极电阻决定。加大外部栅电阻可降低关断时漏极 dv/dt。

8.3.1.5 CS（电流检测）：电流检测脚经串联电阻 R_LC 接电流检测电阻 R_CS。电流检测阈值：I_PP(max) 对应 0.75 V，I_PP(min) 对应 0.25 V。串联电阻 R_LC 提供前馈式线补偿功能，消除 di/dt 变化及内部比较器与 MOSFET 关断延时变化引起的 I_PP 变化。内部有 235 ns 前沿消隐时间，消除对 MOSFET 开通电流尖峰的敏感。CS 脚无需旁路电容。R_CS 取值由恒流（CC）调节目标输出电流决定，R_CS 与 R_LC 由下式确定。η_XFMR 项用于计入存储于变压器但未送达副边的能量——包括变压器电阻与磁芯损耗、偏置功率、原边对副边漏感比例。 例：变压器磁芯与绕组损耗 5%、原边对副边漏感 3.5%、偏置功率与输出功率之比 1.5%，则 η_XFMR ≈ 1 − 0.05 − 0.035 − 0.015 = 0.9。

$$R_{CS} = \frac{V_{CCR} \times N_{PS}}{2 I_{OCC}} \times \eta_{XFMR} \tag{3}$$

其中：V_CCR 为电流调节常数（见电气特性表）；N_PS 为变压器原边对副边匝比（5 V 输出推荐 13~15）；I_OCC 为恒流调节目标输出电流；η_XFMR 为变压器效率。

$$R_{LC} = \frac{K_{LC} \times R_{S1} \times R_{CS} \times T_D \times N_{PA}}{L_P} \tag{4}$$

其中：R_S1 为 VS 脚高端电阻；R_CS 为电流检测电阻；T_D 为含 MOSFET 关断延时的电流检测延时（在 MOSFET 延时上加约 50 ns）；N_PA 为原边对辅助绕组匝比；L_P 为变压器原边电感；K_LC 为电流缩放常数（见电气特性表）。

8.3.1.6 CBC（线缆补偿），UCC28700 的 1 脚：线缆补偿脚经对地电阻编程输出电压补偿量，以抵消线缆电阻压降。线缆补偿块在 CBC 脚提供与 0~I_OCC 输出电流对应的 0~3 V 电平。所选电阻设定一路镜像电流，叠加进 VS 反馈分压器，使输出电压随 I_OUT 增大而抬高。CBC 脚内部有 28 kΩ 串联电阻——当 CBC 对地短路时，把 5 V 输出的最大线缆补偿设定为 400 mV。CBC 电阻取值由下式确定：

$$R_{CBC} = \frac{V_{CBC(max)} \times 3\,\mathrm{k}\Omega \times (V_{OCV} + V_F)}{V_{VSR} \times V_{OCBC}} - 28\,\mathrm{k}\Omega \tag{5}$$

其中：V_O 为输出电压；V_F 为二极管正向压降；V_OCBC 为输出端子处目标线缆补偿电压；V_CBC(max) 为变换器最大输出电流时 CBC 脚最大电压（见电气特性表）；V_VSR 为 VS 输入处 CV 调节电平（见电气特性表）。

8.3.1.7 NTC（NTC 热敏电阻关断），UCC28701/2/3 的 1 脚：这些型号的 1 脚用于外接 NTC 热敏电阻，实现用户可编程的外部热关断。关断阈值 0.95 V、内部 105 µA 电流源——对应 9.05 kΩ 热敏电阻关断阈值。这些型号内置零或固定线缆补偿。

8.3.2 故障保护（全译）

UCC28700 内置全面故障保护，包括：输出过压、输入欠压、内部过温、原边过流故障、CS 脚故障、VS 脚故障。所有故障保护事件都执行 UVLO 复位与重启序列。

• 输出过压：由 VS 脚电压反馈判定。若 VS 上采样电压超过标称 V_OUT 的 115%，器件停止开关、保持内部电路使能，把 VDD 电容放电至 UVLO 关断阈值；随后回到 start 状态并重新执行启动序列。
• 逐周期原边峰值电流控制：CS 脚正常工作范围 0.75 V→0.25 V。CS 达到 1.5 V 时有附加保护——执行 UVLO 复位重启序列。1.5 V 阈值无前沿消隐。
• 线输入运行/停止阈值：由 MOSFET 导通期间 VS 脚的电流信息判定。导通期间 VS 脚被钳位在接近 GND，监测流过 R_S1 的电流作为母线电容电压的采样。运行与停止阈值的大间隔保证电源随线电压干净地启动与关断。运行电流阈值 220 µA、停止电流阈值 80 µA。
• 内部过温保护：阈值 165 ℃。结温达到该阈值即启动 UVLO 复位循环；UVLO 循环结束时温度仍高，则保护循环重复。
• VS 脚元件失效保护：VS 反馈信息完全丢失时，控制器停止开关并重启。

9. 器件功能模式（Device Functional Modes）

9.1 原边电压调节（Primary-Side Voltage Regulation）

图 12 给出带主要电压调节块的简化反激变换器。功率级工作与任何 DCM 反激电路相同，但精确的输出电压与电流检测是原边控制的关键。

原边控制中，输出电压在变压器能量向副边传递期间于辅助绕组上检测。如图 13 所示，随副边电流降至零，波形有一段下降斜坡，代表整流管 V_F 与电阻压降（I_S·R_S）之和不断减小。要在辅助绕组上获得副边输出电压的精确表征，鉴别器（discriminator）可靠地阻隔漏感复位与振铃，在振铃衰减后的下降斜坡期间连续采样辅助电压，并在副边绕组电流到零的时刻捕获误差信号。VS 内部基准为 4.05 V；分压器按 VS 脚说明选取。

图 13 波形说明：退磁期辅助绕组电压 = (V_OUT + V_F + I_S·R_S) × N_A/N_S，沿下降斜坡至零电流采样点（VS Sample）；MOSFET 导通期为 −(V_BLK × N_A/N_P)。

UCC28700 的 VS 信号采样器包含信号甄别方法，保证从辅助绕组对输出电压的精确采样。但辅助绕组信号仍有一些细节需要保证可靠工作——漏感复位时间与随后漏感振铃的持续时间。图 14 给出保证 VS 脚可靠采样的波形判据。第一项：漏感复位平台持续时间 T_LK_RESET——因为它可能伪装成「副边电流衰减+陡下降沿」的波形，必须保证漏感复位时间在 I_PRI 最小时 <500 ns、I_PRI 最大时 <1.5 µs。第二项：T_LK_RESET 之后 V_AUX 波形上的振铃幅度——退磁时间 t_DM 结束前至少 200 ns 起，VS 脚峰峰电压应 <约 100 mV(p-p)。振铃过大通常发生在轻载/空载、t_DM 最小时。VS 上可容忍的纹波按 R_S1、R_S2 折算回辅助绕组电压为 100 mV × (R_S1 + R_S2)/R_S2。

电压调节期间，控制器工作于频率调制（FM）与幅度调制（AM）模式（图 15）。器件内部工作频率限值：最大 130 kHz、最小 1 kHz[译注：电气特性表 f_SW(min)=875~1100 Hz，两者一致（typ 1 kHz）]。变压器原边电感与原边峰值电流的选取决定变换器最高工作频率；输出预载电阻与低功率时的效率决定最低工作频率。UCC28700 无需稳定性补偿。

9.2 原边电流调节（Primary-Side Current Regulation）

VS 脚的定时信息与 CS 脚的电流信息共同实现对副边平均电流的精确调节。控制律规定：CV 调节中功率增大、逼近 CC 调节时，原边峰值电流达到 I_PP(max)。参见图 16，原边峰值电流、匝比、副边退磁时间 t_DM 与开关周期 T_SW 共同决定副边平均输出电流。忽略漏感效应，平均输出电流为：

$$I_{OUT} = \frac{I_{PP}}{2} \times \frac{N_P}{N_S} \times \frac{t_{DM}}{T_{SW}} \tag{6}$$

当平均输出电流到达电流控制块中的调节基准时，控制器工作于频率调制模式——只要辅助绕组能把 VDD 维持在 UVLO 关断阈值之上，就在任何等于或低于电压调节目标的输出电压下把输出电流控制在调节点（图 17 典型目标输出 V-I 特性：恒压段 V_OCV，恒流下垂段 I_OCC）。

9.3 谷底开关（Valley-Switching）

UCC28700 利用谷底开关降低 MOSFET 开关损耗、降低感应 EMI、最小化检测电阻上的开通电流尖峰。除非 V_DS 振铃已衰减消失，控制器在所有负载条件下都做谷底开关。如图 18，大多数负载条件下 UCC28700 以**谷底跳跃（Valley-Skipping）**模式工作——维持精确的电压或电流调节点，同时仍在可用的最低 V_DS 电压处开通。

9.4 启动运行（Start-Up Operation）

输入电压施加后，接于母线电容电压（V_BLK）与 VDD 之间的启动电阻给 VDD 电容充电。充电期间器件偏置电流 <1.5 µA。VDD 达 21 V UVLO 开启阈值后控制器使能、变换器开始开关。最初三个开关周期被限制在 I_PP(min)——以最小功率输送感知任何初始输入/输出故障。三个 I_PP(min) 周期之后，控制器按控制律响应工况。输出电容充电期间变换器保持 DCM，维持恒定输出电流，直到输出电压进入调节。

10. 应用与实现（Applications and Implementation）

注：以下应用节内容不属于 TI 器件规格，TI 不担保其准确性与完整性。客户须自行确定元件对其用途的适用性，并验证测试其设计实现以确认系统功能。

10.1 应用信息

UCC2870x 系列反激电源控制器提供恒压（CV）与恒流（CC）输出调节，帮助满足 USB 兼容适配器与充电器要求。器件利用辅助绕组检测（VS）获得的信息控制输出电压，无需光耦/TL431 反馈电路——减少元件数、更具成本效益。

10.2 典型应用（图 19：典型应用电路——RSTR 接 VBLK-VDD，CDD；NA 辅助绕组经 RS1/RS2 分压接 VS；RS1/RS2→VS；RCS 经 RLC 接 CS；RCBC 接 CBC；DRV 接 MOSFET 栅极）

表 1 设计参数（全表）

10.3 详细设计流程（式 7~30 全部保留）

10.3.1 变压器参数校验：匝比影响 MOSFET V_DS 与副边整流管反向电压，须复核。UCC28700 在高线、最小负载工况下要求 MOSFET 最小导通时间 T_ON 与副边整流管最小退磁时间 T_DMAG。F_MAX、L_P、R_CS 的选取影响最小 T_ON 与 T_DMAG。副边整流管与 MOSFET 电压应力由下式确定：

$$V_{REV} = \frac{V_{IN(max)} \times \sqrt{2}}{N_{PS}} + V_{OCV} + V_{OCBC} \tag{7}$$

MOSFET 的 V_DS 应力还须计入估计的漏感电压尖峰 V_LK：

$$V_{DSPK} = (V_{IN(max)} \times \sqrt{2}) + (V_{OCV} + V_F + V_{OCBC}) \times N_{PS} + V_{LK} \tag{8}$$

下式用于校验是否达到最小 T_ON 目标 300 ns 与最小 T_DMAG 目标 1.1 µs：

$$T_{ON(min)} = \frac{L_P}{V_{IN(max)} \times \sqrt{2}} \times \frac{I_{PP(max)} \times V_{CST(min)}}{V_{CST(max)}} \tag{9}$$

$$T_{DMAG(min)} = \frac{T_{ON(min)} \times V_{IN(max)} \times \sqrt{2}}{N_{PS} \times (V_{OCV} + V_F)} \tag{10}$$

10.3.2 输出电容：C_OUT 通常由空载瞬态响应要求决定。例如某些 USB 充电器要求 0 mA→500 mA 负载阶跃时维持最小 V_O 4.1 V。下式假设开关频率可处于 UCC28700 最小值 f_SW(min)：

$$C_{OUT} = \frac{I_{TRAN} \times \left(\dfrac{1}{f_{SW(min)}} + 150\,\mu\mathrm{s}\right)}{V_{O\Delta}} \tag{11}$$

输出电容的另一考量是基于副边峰值电流与 ESR 的纹波电压要求。下式给电容 ESR 要求加 20% 裕量：

$$R_{ESR} = \frac{V_{RIPPLE} \times 0.8}{I_{PP(max)} \times N_{PS}} \tag{12}$$

[译注：式(12)按原文转录。按物理关系副边峰值电流应为 I_PP(max)/N_PS，ESR 上限似应为 V_RIPPLE×0.8×N_PS/I_PP(max)——原文印式与常见推导不符，使用时请对照原 PDF 并按实测纹波校核。]

10.3.3 VDD 电容 C_DD：VDD 电容须在变换器输出达到恒流调节目标最小工作电压之前维持器件工作电流；此后辅助绕组可接管供电。负载与输出电容充电可用的总输出电流即恒流调节目标。下式假设反激输出电流全部用于给输出电容充电直至达到最小输出电压；式中计入估计 1 mA 栅驱动电流，VDD 加 1 V 余量：

$$C_{DD} = \frac{(I_{RUN} + 1\,\mathrm{mA}) \times \dfrac{C_{OUT} \times V_{OCC}}{I_O}}{(V_{DD(on)} - V_{DD(off)}) - 1\,\mathrm{V}} \tag{13}$$

10.3.4 VDD 启动电阻 R_STR：已知 VDD 电容后，由 V_BULK 启动电阻按启动时间目标确定：

$$R_{STR} = \frac{\sqrt{2} \times V_{IN(min)}}{I_{START} + \dfrac{V_{DD(on)} \times C_{DD}}{T_{STR}}} \tag{14}$$

10.3.5 VS 分压器、线补偿与线缆补偿：VS 分压电阻决定反激变换器输出电压调节点；高端分压电阻 R_S1 还决定控制器使能连续 DRV 工作的线电压。R_S1 先按变压器辅助对原边匝比与期望输入电压阈值确定：

$$R_{S1} = \frac{V_{IN(run)} \times \sqrt{2}}{N_{PA} \times I_{VSL(run)}} \tag{15}$$

VS 低边电阻按期望 V_O 调节电压选取：

$$R_{S2} = \frac{R_{S1} \times V_{VSR}}{N_{AS} \times (V_{OCV} + V_F) - V_{VSR}} \tag{16}$$

UCC28700 可用线补偿功能在整个输入线范围内维持紧凑恒流调节。线补偿电阻 R_LC 由流过 R_S1 的电流及预期栅驱动与 MOSFET 关断延时决定——UCC28700 内部延时按 50 ns 计：

$$R_{LC} = \frac{K_{LC} \times R_{S1} \times R_{CS} \times T_D \times N_{PA}}{L_P} \tag{17}$$

在带可调线缆补偿的 UCC28700 上，按下式求取期望输出端子补偿电平对应的电阻：

$$R_{CBC} = \frac{V_{CBC(max)} \times 3\,\mathrm{k}\Omega \times (V_{OCV} + V_F)}{V_{VSR} \times V_{OCBC}} - 28\,\mathrm{k}\Omega \tag{18}$$

10.3.6 输入母线电容与最小母线电压：先定 C_B1+C_B2 上的最小电压，以确定变压器最大 N_P:N_S 匝比。基于目标满载效率、最小输入 RMS 电压与最小交流输入频率的输入功率决定输入电容需求。最大输入功率由 V_OCV、I_OCC 与满载效率目标确定：

$$P_{IN} = \frac{V_{OCV} \times I_{OCC}}{\eta} \tag{19}$$

下式按目标最小母线电容电压给出输入电容的精确解；要按给定电容值反推，则迭代最小电容电压：

$$C_{BULK} = \frac{2P_{IN} \times \left(0.25 + \dfrac{1}{2\pi} \times \arcsin\left(\dfrac{V_{BULK(min)}}{\sqrt{2} \times V_{IN(min)}}\right)\right)}{(2V_{IN(min)}^2 - V_{BULK(min)}^2) \times f_{LINE}} \tag{20}$$

10.3.7 变压器匝比、电感与原边峰值电流：最大原边对副边匝比由满载目标最大开关频率、最小输入母线电压与估计的 DCM 准谐振时间确定。先按目标开关频率与 DCM 谐振时间确定导通时间与副边导通时间的最大总占空比。DCM 谐振时间若无既往设计估计值，按 500 kHz 假设。过渡模式（transition mode）限值下，从副边电流导通结束到 V_DS 第一个谷的时长为 DCM 谐振周期的 1/2——按 500 kHz 谐振频率即 1 µs。D_MAX 由下式确定：

$$D_{MAX} = 1 - \left(\frac{T_R}{2} \times f_{MAX}\right) - D_{MAGCC} \tag{21}$$

D_MAX 已知后，最大原边对副边匝比：

$$N_{PS(max)} = \frac{D_{MAX} \times V_{BULK(min)}}{D_{MAGCC} \times (V_{OCV} + V_F + V_{OCBC})} \tag{22}$$

其中 D_MAGCC 为恒流（CC）工作时的副边二极管导通占空比，由 UCC28700 内部设定为 0.425；副边绕组总电压为 V_OCV、副边整流管 V_F 与线缆补偿电压 V_OCBC 之和。5 V USB 充电器典型匝比 13~15。

变压器详细设计定出最优匝比后，按该匝比计算下列参数。UCC28700 的恒流调节靠在最大原边电流设定处维持最大 D_MAG 占空比 0.425 实现。变压器匝比与恒流调节电压决定目标恒流的电流检测电阻（含变压器效率项，理由同 §8.3.1.5；5 V/1 A 充电器：偏置功率 1.5% 是好估计，总变压器效率 0.9 = 3.5% 漏感 + 5% 磁芯绕组损耗 + 1.5% 偏置功率）：

$$R_{CS} = \frac{V_{CCR} \times N_{PS}}{2 I_{OCC}} \times \eta_{XFMR} \tag{23}$$

原边电感按反激变压器标准储能方程计算——计入原边电流、最大开关频率与输出及变压器功率损耗。先定原边电流：原边电流即最大电流检测阈值除以电流检测电阻。

$$I_{PP(max)} = \frac{V_{CST(max)}}{R_{CS}} \tag{24}$$

$$L_P = \frac{2(V_{OCV} + V_F + V_{OCBC}) \times I_{OCC}}{\eta_{XFMR} \times I_{PP(max)}^2 \times f_{MAX}} \tag{25}$$

副边绕组对辅助绕组匝比 N_AS 由恒流调节中最低目标工作输出电压与 UCC28700 的 VDD UVLO 决定。变压器漏感能量会向 VDD 额外供电，许多设计可取更低匝比：

$$N_{AS} = \frac{V_{DD(off)} + V_{FA}}{V_{OCC} + V_F} \tag{26}$$

10.3.8 待机功率估算：若空载待机功率是关键设计参数，按目标变换器最大开关频率与输出功率额定值估算空载功率。下式估计变换器待机功率：

$$P_{SB\_CONV} = \frac{P_{OUT} \times f_{MIN}}{\eta_{SB} \times K_{AM}^2 \times f_{MAX}} \tag{27}$$

典型 USB 充电器空载偏置功率约 2.5 mW（按 25 V VDD、100 µA 偏置电流）。输出预载电阻由 V_OCV 与变换器待机功率和偏置功率之差估计（式中偏置功率按 2.5 mW 计）：

$$R_{PL} = \frac{V_{OCV}^2}{P_{SB\_CONV} - 2.5\,\mathrm{mW}} \tag{28}$$

R_STR 典型取值 13 MΩ~20 MΩ 以实现 1 s 启动时间。损耗估算用的母线电容电压取待机功率测量时的最高电压，典型 325 V(DC)：

$$P_{RSTR} = \frac{V_{BLK}^2}{R_{STR}} \tag{29}$$

总待机功率 = 变换器待机功率 + 启动电阻损耗 + 估计 2.5 mW 吸收（snubber）损耗：

$$P_{SB} = P_{SB\_CONV} + P_{RSTR} + 2.5\,\mathrm{mW} \tag{30}$$

10.4 应用曲线（图 20~27）：图 20 效率；图 21 115 V RMS 启动输出（空载）；图 22 115 V RMS 启动输出（5 Ω 负载）；图 23 230 V RMS 启动输出（空载）；图 24 230 V RMS 启动输出（5 Ω 负载）；图 25 负载瞬态（0.1 A→0.6 A 阶跃）；图 26 负载瞬态（0.6 A→0.1 A 阶跃）（图 25/26：CH1=I_O，CH4=V_O 带 5 V 偏移）；图 27 满载输出纹波电压（CH4=V_O 为 EVM 输出端；CH2=V_O 在 3 m 线缆末端并联 1 µF 电容处测量——线缆末端输出纹波 <50 mV）。

11. 电源建议（Power Supply Recommendations）

UCC2870x 系列面向输入 85 V(rms)~265 V(rms)、反激拓扑的 AC/DC 适配器与充电器；也可用于其他输入电压的其他应用与拓扑。须确保所有电压电流处于器件推荐工作条件与绝对最大额定值之内。 要在整个输入电压范围内维持输出电流调节，设计应使变换器满载时工作在接近 f_MAX 处。 改善热性能：加大 GND 引脚所连铜箔面积。

12. 布局（Layout）

12.1 布局指南（图 28：5 W USB 适配器原理图）

• 高频旁路电容 C7 尽可能贴近 2、5 脚放置；
• R15 与 C7 构成低通滤波器，其连接点尽量靠近 VDD 脚；
• C9 尽量靠近 CS 脚与 R10，与 R10 构成低通滤波器；C9 与 R10 的连接尽量靠近 CS 脚；
• 注意并非所有设计都需要 C9，但设计里给它留个焊位是明智的；
• VS 脚经变压器匝比与 R7/R9 分压器控制输出电压——R7、R9 与 VS 脚之间的连线应尽可能短，以减小/消除可能的 EMI 耦合；
• IC 地与功率地应在母线电容（C4、C5）回流处汇合；确保功率级高频/大电流不经信号地——原边需警惕的高频/大电流路径为：C4、C5 正端 → T1（P1、P2）→ Q1 漏极 → Q1 源极 → R13 → C4/C5 回流端；
• 所有大电流环路尽量短；
• 大电流/高频走线远离其他走线或与之垂直；
• D1、R1、D4、C4 组成的电压钳位走线尽量短；
• C4 回流尽量靠近母线电容供电端——减小大 di/dt 引起的 dv/dt 幅度；
• 避免在磁性元件下方贴装半导体器件。

12.2 布局示例（图 29：UCC28700EVM-068 顶视图，标出 TP1 Line/TP3 Neutral/TP4、VOUT±、T1、Q1、U1 等布局，见原文第 25 页）

13. 器件与文档支持

13.1 器件命名（Device Nomenclature，全表）

• 电容（法拉）：C_BULK=CB1+CB2 总输入电容；C_DD=VDD 脚最小所需电容；C_OUT=最小所需输出电容。
• 占空比：D_MAGCC=CC 时副边二极管导通占空比，0.425；D_MAX=MOSFET 导通时间占空比。
• 频率（赫兹）：f_LINE=最小市电频率；f_MAX=变换器满载目标最大开关频率；f_MIN=变换器最小开关频率（在器件 f_SW(min) 限值上加 15% 裕量）；f_SW(min)=最小开关频率（见电气特性表）。
• 电流（安培）：I_OCC=变换器输出恒流目标；I_PP(max)=变压器最大原边电流；I_START=启动偏置供电电流（见电气特性表）；I_TRAN=所需正负载阶跃电流；I_VSL(run)=VS 脚运行电流（见电气特性表）。
• 电流/电压缩放系数：K_AM=最大对最小原边峰值电流比（见电气特性表）；K_LC=电流缩放常数（见电气特性表）。
• 变压器：L_P=原边电感；N_AS=辅助对副边匝比；N_PA=原边对辅助匝比；N_PS=原边对副边匝比。
• 功率（瓦特）：P_IN=变换器最大输入功率；P_OUT=满载输出功率；P_RSTR=VDD 启动电阻功耗；P_SB=总待机功率；P_SB_CONV=P_SB 减去启动电阻与吸收电路损耗。
• 电阻（Ω）：R_CS=原边电流编程电阻；R_ESR=输出电容总 ESR；R_PL=输出预载电阻；R_S1=VS 脚高端电阻；R_S2=VS 脚低端电阻；R_STR=达到启动时间目标的最大启动电阻；R_STR=VDD 启动电阻。[译注：原文 R_STR 两条并列如印。]
• 时间（秒）：T_D=含 MOSFET 关断延时的电流检测延时（MOSFET 延时加 50 ns）；T_DMAG(min)=副边整流管最小导通时间；T_ON(min)=MOSFET 最小导通时间；T_R=DCM（不连续导通模式）期间谐振频率；T_STR=变换器启动时间要求。
• 电压（伏特）：V_BLK=待机功率测量用最高母线电容电压；V_BULK(min)=满功率时 CB1/CB2 最小电压；V_OCBC=输出端子目标线缆补偿电压；V_CBC(max)=最大输出电流时 CBC 脚最大电压（见电气特性表）；V_CCR=恒流调节电压（见电气特性表）；V_CST(max)=CS 脚最大电流检测阈值；V_CST(min)=CS 脚最小电流检测阈值；V_DD(off)=UVLO 关断电压；V_DD(on)=UVLO 开启电压；V_OΔ=负载阶跃瞬态允许输出电压跌落；V_DSPK=高线时 MOSFET 漏源峰值电压；V_F=近零电流副边整流管正向压降；V_FA=辅助整流管正向压降；V_LK=估计漏感能量复位电压；V_OCV=变换器调节输出电压；V_OCC=恒流调节中目标最低变换器输出电压；V_REV=副边整流管峰值反向电压；V_RIPPLE=满载输出峰峰纹波电压；V_VSR=VS 输入处 CV 调节电平（见电气特性表）。
• 交流电压（V RMS）：V_IN(max)=变换器最大输入电压；V_IN(min)=最小输入电压；V_IN(run)=变换器输入启动（run）电压。
• 效率：η_SB=空载时估计变换器效率（不含启动电阻或偏置损耗）；5 V USB 充电器取 60%~65% 为好的初始估计。η=变换器总效率。η_XFMR=变压器原边对副边功率传输效率。

13.2 文档支持

相关文档：《Using the UCC28700EVM-068, Evaluation Module》SLUU968。相关链接表（原文表 2）：UCC28700/01/02/03 各型号的产品文件夹、样品与购买、技术文档、工具与软件、支持与社区链接（原文为网页链接）。 商标：所有商标归其各自所有者所有。ESD 注意：器件内置 ESD 保护有限——存储或拿取时应将引脚短接或将器件置于导电泡沫中，防止 MOS 栅极静电损伤。术语表：SLYZ022——TI 术语表（列出并解释术语、缩略语与定义）。

14. 机械、封装与订购信息（附加页摘要，2025 年 10 月/6 月更新版）

• 订购件（SOT-23 DBV 6 脚，RoHS，NIPDAU，MSL Level-1-260C-UNLIM，工作温度 −20~125 ℃）：UCC28700DBVR/.B/DBVRG4/.B/DBVT/.B（3000 件大卷 / 250 件小卷，丝印 U700）；UCC28701DBVR/DBVT（U701）；UCC28702DBVR/DBVT（U702）；UCC28703DBVR/DBVT（U703）。
• 编带：DBV，卷径 178.0 mm、带宽 9.0 mm，A0=3.23、B0=3.17、K0=1.37、节距 P1=4.0、带宽 W=8.0 mm，Pin1 象限 Q3；盘盒 180×180×18 mm。
• 封装外形 DBV0006A：SOT-23，最大高度 1.45 mm；本体 2.90/2.60 × 2.75/3.05 mm，引脚宽 0.3~0.6 mm，6 脚间距 0.95 mm；尺寸按 ASME Y14.5M，参照 JEDEC MO-178；1/2/3 脚可为封装取向加宽。焊盘与钢网示例见原文第 35~36 页。
• 其他合格版本：车规 UCC28700-Q1（Q100，面向零缺陷高可靠性汽车应用）。
• 重要通知与免责声明：TI 按「原样且含全部瑕疵」提供技术与可靠性数据，不作出任何明示或默示担保；详见原文末页（2025 版权声明）。

译者附注

1. 公式为图片复原：文本层无公式，式(1)~(30)全部逐页对照 PDF 原图转录；式(15)~(18)、式(23)与式(1)(2)(4)(5)(3)重复为原文设计流程的重列，非重复翻译错误。
2. 字形甄别：文本提取中乘号显示为「´」（如式(4)一行的 “KLC ´ RS1 ´ …”），已还原为 ×；µ、Ω 字形已对照 PDF 核实（如 R_STR 典型 13~20 MΩ、R_DRVLS 6~12 Ω）；未发现 µ→m、Ω→W 型错印。
3. 式(12)存疑：原文印为 R_ESR = V_RIPPLE×0.8/(I_PP(max)×N_PS)，与「副边峰值电流 = I_PP(max)/N_PS」的常规推导不符（N_PS 疑应在分子），已在正文处加译注，请以原 PDF 与实测校核。
4. 表 1 单位疑点：负载阶跃行（V_OΔ，4.1/5/6）单位列印作 “A”，按语义应为 “V”，已加译注。
5. 两处补偿口径：器件对比表（0/150/300 mV）按 5 V 输出端子计；电气特性表 V_CVS（−15/100/200 mV typ）按 VS 引脚电平变化计，二者经 VS 分压比换算（UCC28700 例：VS 处 320 mV typ ↔ CBC 短路时输出端 400 mV）。
6. PSR 采样机制（横评要点，均按原文直译）：采样点=副边电流到零时刻（t_DM 末端）；采样方式=振铃衰减后沿下降斜坡连续采样、零电流时刻捕获；内部基准 4.05 V；误差来源=漏感复位平台（I_PRI 最小 <500 ns、最大 <1.5 µs 判据）与漏感振铃（t_DM 结束前 200 ns 起 VS 纹波 <100 mV(p-p)，折算辅助绕组 100 mV×(R_S1+R_S2)/R_S2）。此为「辅助绕组反推输出电压」架构，与二次侧真实采样（如 FluxLink 类）的架构差异由读者自行比对。
7. 器件对原边峰值电流逐周期控制（0.25~0.75 V 窗口），1.5 V 无消隐阈值+165 ℃ TSD+VS 失效重启构成保护闭环；所有故障统一走 UVLO 复位重启序列。

上一级：UCC28700