UCC28700 — 02 内部框图与工作原理（PSR 采样机理讲透）

依据：TI SLUSB41A §8（详细描述/功能描述/器件功能模式）+ 图 2 功能框图、图 12~18。文中“DS”均指此手册；数值标 min/typ/max；「本库推导」「业界经验」为手册外工程展开。

本篇总结

1. UCC28700 的一切都要回答一个问题：不看次级，怎么知道输出是多少安、多少伏？ 答案藏在反激的一个几何事实上——退磁段辅助绕组电压是次级输出电压的“镜像”（V_AUX=(V_OUT+V_F+I_S·R_S)×N_A/N_S），退磁时长是输出电流的“沙漏”（I_OUT=½·I_PP·(N_P/N_S)·(t_DM/T_SW)）。前者管电压环，后者管电流环，两个环都不需要光耦。
2. 采样时刻是整流管压降补偿的全部秘密：退磁段波形沿“I_S·R_S+V_F 递减”的斜坡下行，控制器在副边电流恰好到零的瞬间捕获误差——此时 I_S·R_S=0、V_F 处于近零电流值，“采样自带整流管压降补偿”，DS 原话：“在副边绕组电流到零的时刻捕获误差信号”。
3. 采样窗口只在退磁段存在，所以 PSR 的两个“关键判据”都是波形判据：漏感复位平台必须 <500 ns（I_PRI 最小）/<1.5 µs（最大）（否则平台被误认成退磁结束，采到假电压），t_DM 结束前 200 ns 起 VS 纹波必须 <100 mV(p-p)（否则振铃叠加进入采样窗）。
4. 控制律是“FM→AM→FM”三段（图 15）：控制电压 V_CL 从 0.75 V 滑到 5 V，f_SW 先从 1 kHz 升到 44 kHz（FM1，峰值电流锁在 I_PP(min)=I_PP(max)/3），再恒频 44 kHz 把峰值电流从 1/3 摇到满（AM），最后恒流满幅把频率从 44 kHz 摇到 130 kHz（FM2）——44 kHz 是 AM 枢轴，也是器件降功耗的分界。
5. 恒流环的锚点是个内部常数：DMAG_CC=0.425——CC 段控制器锁死“副边导通占空比”，于是 I_OCC = V_CCR×N_PS/(2×R_CS)×η_XFMR 与输出电压无关，USB“从 5 V 恒流到 2 V”是架构自带的，不是补偿出来的。
6. 电源状态机四态（start 1 µA / run 2.1 mA / wait 85 µA / fault 2.1~2.8 mA）+ 启动头三个周期 I_PP(min) 限流，是“<30 mW 待机而不牺牲启动时间”的执行机构。
7. 保护全部汇入同一条通道——UVLO 复位重启：OVP（VS 4.6 V）、过流（CS 1.5 V 无消隐）、欠线（220/80 µA）、过温（165 ℃）、VS 失效——没有锁死型保护，一切故障都以“打嗝重启”的形态表现，这也定义了它的检修方法（04 篇）。

功能模块索引

1. 内部框图走读

框图从左到右读出信号流（模块名按 DS 原文）：

这张图最重要的一条隐藏信息：没有传统意义上的“误差放大器输出直接定占空比”——V_CL 进入 CONTROL LAW 后被翻译成两个数：本周期的 CS 阈值 V_CST 和本周期的周期长度 1/f_SW。UCC28700 的“环路”是一个查表式的调制律（图 15 的三段折线），这就是 DS 敢说“无需稳定性补偿”（8.4.1 节）的原因：没有连续时间补偿器，就没有补偿失效。

2. 一张图看懂 PSR 反推：辅助绕组是次级的“镜像”

DS 图 12 把链路画成：辅助绕组 → R_S1/R_S2 分压 → Discriminator & Sampler（鉴别器与采样器） → V_CL → Control Law（最小周期与峰值原边电流） → DRV；CS 与“Zero Crossings / Timing”信号回送控制律。功率级就是普通 DCM 反激，“精确的输出电压与电流检测是原边控制的关键”（DS 8.4.1 原话）。

3. PSR 采样机理（本篇核心，逐层讲透）

3.1 波形长什么样：一段镜像，一段沙漏

DS 图 13 标注了辅助绕组（即 VS 分压器输入）电压的三个区域：

导通段（t_ON）： V_AUX = −V_BLK × N_A/N_P          ← 正比母线电压（线检测用）
退磁段（t_DM）： V_AUX = (V_OUT + V_F + I_S·R_S) × N_A/N_S
                ↑ 随 I_S 线性下降的斜坡（I_S 从峰值降到 0）
死区段（谐振）：  漏感振铃，围绕 0 V 衰减振荡

代一个数看清镜像关系（EVM 参数：N_AS=N_AUX/N_SEC≈3.84，本库反推见 03 篇）：输出 5 V、肖特基近零电流 V_F≈0.3 V 时，退磁段稳态部分 V_AUX=(5+0.3)×3.84=20.4 V（辅助匝数是副边的 3.84 倍，所以电压更高——这是为了 VDD 25 V 自供电的设计取向）。经 R_S1/R_S2=121 k/30.1 k 分压后，VS 采样值 = 20.4×30.1/(121+30.1) = 4.06 V ≈ 4.05 V 调节目标 ✓（差值由 V_F 取值与精确匝比圆整解释，完整复算见 03 篇 Step 8）。

3.2 反推公式链：从 VS 采样值到 V_OUT

采样器在退磁结束（副边电流到零）时刻捕获 VS 电压 V_VSR=4.05 V 为调节目标，反推输出：

VS 采样值 = V_AUX(零电流时刻) × R_S2/(R_S1+R_S2)
V_AUX(零电流) = (V_OUT + V_F) × N_A/N_S = (V_OUT + V_F) × N_AS？——注意匝比方向：
              = (V_OUT + V_F) × N_AUX/N_SEC = (V_OUT + V_F) × (N_AS 为"辅助/副边"匝比)
→ V_OUT = V_VSR × (R_S1+R_S2)/R_S2 × (N_S/N_A) − V_F     …（反推链，DS 式 2 的逆用）

EVM 代入：4.05 × (121+30.1)/30.1 × (1/3.84) − 0.4 = 4.05×5.020×0.2604−0.4 = 5.29−0.4 = 4.89 V；按精确匝比 N_AS=3.719（R_S1 由 70 VAC 反推的同源值）：4.05×5.020×0.2689−0.4 = 5.46−0.4 = 5.06 V ≈ 5 V ✓。误差敏感性一目了然：V_VSR 的 ±1%、分压电阻比、匝比、V_F 的取值四项相乘——±5% 整机精度就是这四项散差的卷积（DS 特性表自洽）。

3.3 为什么“零电流时刻采样”= 整流管压降补偿

退磁段斜坡的物理来源：V_AUX=(V_OUT+V_F+I_S·R_S)×N_A/N_S，其中 I_S 从峰值线性降到 0——斜坡下降的部分全是“整流管压降+绕组铜阻压降”，它随负载电流变化（负载越重，I_S·R_S 越大，若在固定时刻采样，误差就随负载漂）。

UCC28700 的鉴别器（discriminator）做法（DS 8.4.1 原文逐条）：

1. 可靠阻隔漏感复位与振铃（不让它们混进采样窗）；
2. 在振铃衰减后的下降斜坡期间连续采样（跟踪斜坡，不是单点）；
3. 在副边电流到零的时刻捕获误差——此刻 I_S·R_S=0，V_F 处于“近零电流正向压降”（比满载 V_F 小得多且可预测）。

于是输出电压表达式中随负载变化的项（I_S·R_S 和大电流 V_F）在采样瞬间自动归零/归最小——这就是“采样时刻自带整流管压降补偿”的全部机理。对比：若在退磁开始时刻采样，采样值会随负载加重而虚高（I_S·R_S 最大），输出就会被拉低——PSR 的重载电压跌落有一半来自错误的采样时刻。

3.4 两条采样判据：漏感复位时间与振铃幅度

MOSFET 关断瞬间，漏感先要完成自己的复位——漏感平台上辅助电压反映的是漏感储能而不是输出电压。DS 给出两条硬判据（图 14）：

第二条的可容忍辅助纹波按分压比放大：100 mV × (R_S1+R_S2)/R_S2——EVM 例 =100 mV×151.1/30.1 ≈ 502 mV(p-p)@辅助绕组。轻载/空载 t_DM 最短，是振铃最容易入侵的工况（04 篇陷阱 2/3 给对策）。

3.5 线缆补偿：把基准“垫高”而不是把反馈“压低”

（图 1 曲线同时给出四态电流的量级：start 态 <1.5 µA、wait 态 85 µA、run/fault 态 2.1 mA——对应 §6 状态机。）

线缆补偿（UCC28700 专属）在 E/A 的基准侧动手脚：V_CVS = I_CBC×3 kΩ，CBC 脚 0~3 V（对应 0~I_OCC）经对地电阻 R_CBC 变成电流，内部镜像注入基准——负载电流越大，基准从 4.05 V 抬得越高，输出电压跟着抬，抵消输出线缆的 IR 压降。量化（DS §8.3.1.6 + 电气特性表）：

• CBC 开路：V_CVS(min)=−15 mV（−45~25）→ 输出端几乎不抬（EVM 取此档）；
• CBC 对地短路：V_CVS(max)=320 mV（275~365）@VS → 折算 5 V 输出端 400 mV max；
• 中间值由 R_CBC 连续编程（式 5/18）。

注意补偿方向：线补是“负载越重基准越高”——如果实际线缆很短而补偿配大了，输出空载-满载特性变成显著“上翘”，轻载电压超规格甚至触发受电端 OVP；这是 PSR 充电量产最常见的一类客诉（04 篇陷阱 5）。

4. CV/CC 双环与三段控制律

4.1 电压环（CV）：采样值 vs 4.05 V+V_CVS

链路：VS 采样 →E/A（基准 4.05 V+V_CVS）→ V_CL → 控制律 → (V_CST, 1/f_SW) → DRV。没有模拟补偿器——V_CL 直接查三段折线（下节），环路的“补偿”就是折线本身+DCM 的一拍延迟结构。DS 明说：无需稳定性补偿。

4.2 电流环（CC）：沙漏 + 锚点 0.425

DS 式 6（忽略漏感）：

I_OUT = (I_PP / 2) × (N_P/N_S) × (t_DM / T_SW)

代一个数（EVM 满载 CC 点，参数来源见 03 篇）：I_PP=V_CST(max)/R_CS=0.75/2.05=0.366 A；N_PS=N_P/N_S=14；CC 段 t_DM/T_SW 被内部钳位在 DMAG_CC=0.425。副边三角波电流峰值为 I_PP×N_PS=0.366×14=5.12 A，其平均值 =½×5.12×DMAG_CC=0.5×5.12×0.425=1.089 A，再乘变压器效率 η_XFMR=0.9 → 0.98 A ≈ 1 A ✓✓（式 23 的 R_CS 设计公式 R_CS=V_CCR×N_PS/(2×I_OCC)×η 正是本式的逆用，两式互为验证）。

CC 段的工作方式：副边定时检测块持续把 t_DM/T_SW 折算成“副边平均电流代表值”与 V_CCR=319 mV 比较；一旦到达，控制器进入频率调制——输出电压再怎么掉（5 V→2 V），只要辅助绕组还能把 VDD 维持在 8.1 V 之上，输出电流就锁在 I_OCC（DS 8.4.2）。恒流段电压降低 → 所需传输时间变短 → t_DM/T_SW 的上升趋势被 0.425 锚点约束 → f_SW 自动下降（这就是 CC 段频率从 ~44 kHz 逐步降至低频的原因）。

4.3 三段控制律：FM→AM→FM，44 kHz 枢轴

控制电压 V_CL（E/A 输出）从低到高滑过 0.75→5 V，控制器输出两个被调制量：

三段的设计哲学：把“每瓦损耗增量”最大的两个自由度（频率、电流）错峰使用——任何负载点都只动其中一个，另一个锁定。44 kHz 同时是器件降功耗分界（<44 kHz 降工作电流，DS 8.1）与 AM 段频率锚点，不是巧合——同一个“中段”概念的两面。

K_AM=3 的出处：I_PP(max)/I_PP(min)=V_CST(max)/V_CST(min)=0.75/0.25=3.0（2.75~3.15）。峰值电流三倍动态范围就是 AM 段的全部调功空间，也是待机计算式 27 里 K_AM²=9 的那 9 倍红利。

4.4 谷底开关与谷跳

退磁结束（VS 过零检测），漏感与 MOSFET 输出电容开始谐振，VDS 以约 500 kHz（DS 设计假设 T_R≈2 µs）振荡。控制器延迟到第一个谷底（VDS 最低点）给出 DRV——开通损耗 Coss·V² 与开通 dv/dt 双降。节拍器是 T_ZTO=2.1 µs（1.8~2.45）过零超时：若按调制律算出的等待时间超过一个谷，就跳过整数的谷（谷底跳跃，valley-skipping）等到下一个合法谷——图 18 显示三个周期分别跳了不同个数的谷。

为什么“谷跳”而不“强开”：调节精度优先——周期必须等于控制律要求的 1/f_SW（量化到整数个振铃半周期），宁可多等一个谷也不破坏周期精度。代价是轻载时 VDS 谷点电压略高（振铃衰减后），但 DS 明言：除非振铃已衰减消失，所有负载条件下都做谷底开关。

4.5 CC 段的频率下滑与 V-I 拖尾（本库推导，与式 6 自洽）

CC 段“恒流”锁的是平均电流，输出电压降低时周期必须拉长：t_DM 被 0.425 锚点按住上限，但每周期传输的能量 = V_OUT×I_OUT×T_SW——V_OUT 降、能量需求降、f_SW 同步下滑（由 44 kHz 一路滑向低频）。图 17 V-I 特性的恒流段因此不是理想竖线，而是带轻微拖尾：V_OUT 接近 0 时辅助供电逼近 8.1 V 极限，DS 注明“只要辅助绕组能把 VDD 维持在关断阈值之上”——恒流的下限电压由 N_AS（式 26）决定，USB 的 2 V 要求就是这条注的现实化（03 篇 Step 11 的 3.58~3.84 反推互洽）。

4.6 三种“省光耦”架构在一页纸上

——UCC28700 用“镜像采样”换来 BOM 与待机的双重最低，是这条轴上的起点；InnoSwitch3 在“省光耦”架构上实现了“真实采样”，是该轴的终点（../InnoSwitch3/）。

5. CV/CC 信号链全景（从输出变化到占空比调整）

以“负载突然加重”为例走一遍完整链条（每个箭头都是本章一节）：

V_OUT 微跌 → 退磁段 V_AUX 斜坡整体下移 → 零电流时刻采样值 < 4.05 V
→ V_CL 升高 → 控制律三段折线输出：f_SW ↑ 与/或 V_CST ↑（FM1 段先升频）
→ 谷底开关在 1/f_SW 节拍上给出 DRV → I_PP 沿 (V_BLK/L_P) 爬升到新阈值
→ 退磁传输能量增加 → V_OUT 回到 4.05 V 采样线 → V_CL 稳定
（若加重到 CC 边界：I_OUT 抵达 V_CCR 对应值 → 控制器切 CC：锁 DMAG=0.425、调 f_SW）

响应速度受限于两个结构因素：采样只在退磁段（每周期一次）、DCM 一拍延迟——这就是 PSR 动态响应的结构上限（04 篇“适合谁”的出处），EVM 用 1120 µF 输出电容把 0.1→0.6 A 阶跃压在 4.1~6 V 窗口内（05 篇实测）。

6. 启动与电源状态机（HV 启动的 µA 哲学）

UCC28700 没有集成高压启动电流源（对比 NCP1342 等）——它靠“启动电阻 + 1 µA 启动态电流”这对组合达到同样的低待机：

图 1（本篇 §3.5 引用）就是这部状态机的伏安特性写照：VDD 从 0 升至 21 V 全程 µA 级（start），过 21 V 跳到 mA 级（run），跌回 8.1 V 跳回 µA 级——12.9 V 迟滞就是 run/wait 与 start 之间的状态边界。

为什么标称 VDD 定在 25 V：USB 恒流要维持到输出 2 V——辅助电压正比输出，输出 2 V 时辅助电压 ≈25×(2+0.3)/(5+0.3)≈10.9 V，仍高于 8.1 V 关断点 ✓（N_AS 按此设计，DS 式 26）；35 V 上限则吸收高载时漏感能量灌入 CDD 的抬升（04 篇陷阱 7）。

7. 一个开关周期的时序走读（谷底开关的一拍）

以满载（I_PP=I_PP(max)=0.366 A）为例，一个周期按时间轴分四幕（对照图 13/16/18 波形，时间数字按 EVM 参数 L_P=885 µH 本库推导）：

四个数字的相互咬合（低线满载，f_SW≈105 kHz、T_SW=9.5 µs）：t_ON 4.76 µs + 漏感复位 ≤0.5 µs + t_DM 4.1 µs ≈ 9.4 µs ≈ T_SW 排满——这正是式 21 的几何来源：D_MAX+D_MAGCC=0.475+0.425=0.9，剩下 10% 给谐振待谷。高线满载：t_ON 缩到 0.95 µs 而 t_DM 不变（能量守恒与母线电压无关），多出的约 3.8 µs 全部由“跳谷”消化——这就是图 18 谷跳形态的由来，也解释了“高线满载谷跳更密、低线满载几乎不跳”的实测现象。轻载则两端同时收缩，频率沿 FM1 段下探、谷跳数进一步增加。

8. EMI 调制：频率抖动与谐波整形

• 手册事实：特性表列 “Patent-Pending Frequency-Jitter Scheme to Ease EMI Compliance”（专利申请中的频率抖动方案，简化 EMI 达标）；§8.1 概览写明 “includes features in the modulator to reduce the EMI peak energy of the fundamental switching frequency and harmonics”（调制器内置降低基波及谐波 EMI 峰值能量的功能）。
• 机理推断（业界经验）：开关频率围绕设定值小幅度摆动（jitter），把传导 EMI 频谱从“一根根尖峰”摊成“矮胖包络”——准峰值/平均值检波读数下降数 dB，滤波器压力减轻。三段控制律本身也是 EMI 手段：AM 段 44 kHz 恒频段功率“密集区”的频谱能量集中但幅值受控，FM 段天然扫频。
• 设计含义：EMI 调试时不要把频率“锁死”思维带进来——f_SW(max)=130 kHz 是平均值口径（电气特性表注 1：阈值为抖动后平均水平），传导测试看到的是以 130 kHz 为中心的一个带；滤波段按“带”设计。
• 待核实：jitter 的幅度与调制频率 DS 未给数值（内部调制律细节），需实测频谱反推。

9. 保护逐个物理机理

统一出口：DS 明言“UVLO reset and restart sequence applies for all fault protection events”——全部故障都以打嗝（hiccup）形态表现，没有锁死。检修含义：看到周期性重启，先分不清是哪种保护，就按“欠线→OVP→过流→过温”的顺序用示波器逐个排除（04 篇排查流程）。

精炼要点

上一级：UCC28700