NCP1681 — 02 内部框图与工作原理（深度版）

对标 TI“Detailed Description”体例：Overview → 框图信号流走读 → 每功能块一节（动机→机理→权衡→设计含义）→ Device Functional Modes。图 3/17/18/30 翻拍自 onsemi NCP1681/D；公式 eq.1~9 编号与 01_规格书全译 一致；「本库推算」标注分析性内容。

本篇总结

1. NCP1681 的架构可概括为：模拟前端（检测+驱动）+ 数字控制核心（补偿与模式判决）+ 一条跨导乘法器“预测型”电流通道。它没有传统电流环误差放大器——占空比由乘法器电压对斜坡一次比较直接给出。
2. 一对 LVSNS 脚差分重构 VLINE=|VLVSNS1−VLVSNS2|，派生出极性、频率、掉电、线范围、过零管理五种功能；正负半周期共用同一组阈值，靠“减法取绝对值”天然对称。
3. 交流过零附近驱动被全部主动禁用，再用四级“开环脉冲串”（ton/toff = 1/3、2/6、4/12、6/18 µs，合计 52 µs，占空比恒 25%）把慢桥臂节点电压柔和翻转——用短小脉冲替代高占空比脉冲，避免过零电感电流尖峰。
4. 多模式的本质是“按导通时间选经济档位”：ton > 1.12×TCCM（65 kHz 时 17.2 µs）持续 8 周期且 VCS>350 mV 进 CCM；退出要 210 mV/360 ms 的深迟滞。750 W/90 VAC 下 CrM 峰值 24.8 A vs CCM 16.1 A（本库推算）——重载 CCM 是省 RMS 的必然选择。
5. 乘法器链条可手工闭环验算：VCSZCD=0.694 V → IM=24.8 µA → VM=1.165 V → d=0.689，与功率级需求 0.682 仅差 1%——这就是“预测型”的含义：不靠误差积分，靠当周期几何关系一步算准。
6. DCM 里电感电流有“死区”，平均电流被 kDT=(TON+TOFF)/TSW 压低；NCP1681 把导通时间调制斜坡的斜率乘以 kDT 反向放大 ton，配合 THD 增强器（VCS<70 mV 时段扩展 ton），全线宽保持正弦包络。
7. 电压环是出厂整定的数字 Type-II（13.6 dB/1.44 Hz/68.2 Hz），高线自动增益 ÷4；输出保护四层楼：DRE（95.5%，加速环路）→ 软 OVP（105%，四步降功率）→ 快 OVP（108%，封脉冲）→ FAULT 锁存（3.0 V）。
8. 电感电流检测的工程难点在“双向导电”：两只 CT 各管一个半周期，非有效半周期由 POLARITY/INVPOL 控制的消隐开关把二次侧短接（低电平有效、逻辑反相）——省掉高压采样电阻，代价是外围要搭电荷泵 PMOS 开关。

1. Overview：它为什么长这样

把 NCP1681 的功能表摊开看，每一项都对应图腾柱拓扑的一个“痛点”：

两个版本的分野也在这里：Ax 版把 AUX 接地、放弃谷底，全程定频 CCM（65/95 kHz），为 >1 kW 满载效率与低 THD 服务；Bx 版保留谷底检测与恒定导通时间控制，在 CrM/DCM/CCM 之间按负载游走，为 300 W~1 kW 的全工况最优服务（DS §15）。

2. 框图走读（按信号流）

从左侧输入到右侧驱动，信号流分四层：

1. 感知层（最左列）：LVSNS1/2 → AC Line Monitor（极性+幅值+频率，输出 BONOK/No_Line/DRV_blank/SRDRV_blank）；FB → Regulation Block（数字补偿，输出 VREGUL 与软/快 OVP、UVP、DRE、SkipOut 状态）；CS → Current Sense Block（限流 OVP/OCP/InRush + CCM 乘法器）；ZCD → Zero Current Detection（DEMAG）；AUX → Valley Detection；FAULT → 双电平比较器（OVP/OTP）；Thermal Sensor → TSD。
2. 判决层（中央）：Multi-Mode Engine（CCM-CrM-DCM 模式机，吃 HL/DRV_blank/OVP/VM 等状态）；Multi-Mode Engine 的 DT（死区）与 VRAMP 一路进 Sync FET Drive Control（同步管门控，吃 CS）；Fault Management 汇总 No_Line/TSD/UVP/UVLO/BONOK/BUV 六路状态 → OFF。
3. 执行层（右列三组驱动）：5 V 级 PWMH/PWML（快桥臂）；12 V 级 SRH/SRL（Slow Leg Drive Control 门控）；12 V 级 POLARITY/INVPOL。
4. 系统层（底部）：PFCOK、BUV、Skip2 逻辑——把母线状态翻译给下级变换器。

读框图时抓三条主线即可：VLINE 一条线养五种功能（左上角块出来的 DRV_blank/SRDRV_blank 决定 6 路驱动的“允许窗口”）；VCSZCD 一条线养乘法器与限流（CS+ZCD 求和）；VREGUL 一条线决定功率（导通时间/VM 的控制电压）。

判决层的信号细看更有味道：Multi-Mode Engine 的输入列着 VREGUL/staticOVP/softOVP/fastOVP/OCP/OVS/Skip/VM——它不只是“模式机”，还是软 OVP 降功率、跳机、限流状态的仲裁中心；DT 与 VRAMP 单独引出给 Sync FET Drive Control，说明死区与时钟基准是全局共享的。Fault Management 收 No_Line/TSD/UVP/UVLO/BONOK/BUV 六路状态出一路 OFF——注意它是“或”逻辑（任一故障即可关驱动），而逐周期 OCP 不走这条路（它只掐单个脉冲，不打断模式状态机）。框图底部 AGND 与 PGND 间的二极管对是 PGND 开路检测的物理基础（故障矩阵的 VPGND > 150 mV 判据）。

3. 图腾柱拓扑与正/负半周期（DS 图 4~6）

快桥臂（PWM 频率）与慢桥臂（工频）各两只管，共四只。DS 用图 5/6 分别给出正、负半周期电流路径：

• 正半周期：PWML 是占空比受控管——导通时电感储能（左→右电流），关断时电流转入高侧快桥臂管向负载释能；整个半周期回流通路是低侧慢桥臂管（SRL 导通）。高侧快桥臂管并非必须导通，重载时打开它（作同步整流）省一只管压降。
• 负半周期：PWMH 是占空比受控管，回流通路是高侧慢桥臂管（SRH 导通），低侧快桥臂管重载时作同步整流。

这里的“角色互换”带来三个连锁设计后果：①每只快桥臂管既当 boost 开关又当同步整流管 → 电流双向 → 电流检测必须双通道（§12）；②慢桥臂节点电压每半周期在 0↔VBULK 间翻转 → 过零需要专门的翻转序列（§6）；③正半周期“谷底”在辅助绕组上是谷、负半周期是峰 → 谷底检测阈值按极性换向（§11）。而拓扑红利也在这里：导通路径只剩两只管（桥式 PFC 是桥臂二极管×2 + 开关管 + 升压二极管），效率与功率密度的提升由此而来（DS §8 口径；幅度约 1~2 个百分点属业界经验）。

4. VCC 管理与启动时序

NCP1681 无内部高压启动，VCC 必须外部供给（专用辅源或下级变换器绕组）。启动四条件（DS §8）：VCC > VCC(on) 10.5 V、BONOK 已清除（线幅值够）、NDRV_EN ≥ 4（连续 4 个合法半周期）、等极性信号上升沿——启动与正半周期同步，让第一个工作的受控管是低侧 PWML（参考地，驱动最简单）。

设计含义（本库推算）：辅助电源必须在启动大电流出现前把 VCC 充过 10.5 V，且源阻抗足够小（1.2 V 迟滞 min 的预算），否则会看到“VCC 反复充放到 10 V 就复位”的假故障。

5. 线电压检测：一个差分对，五种功能（式 1）

动机：图腾柱里交流线浮动，必须差分测量。两个高压节点（升压电感线侧、慢桥臂桥臂节点）各接 100:1 分压（式 1，RUPPERx 5~10 MΩ ≥2 只 1206 串联 + RLOWERx 50~100 kΩ），内部差分整流重构 VLINE = |VLVSNS1 − VLVSNS2|——正半周期 LVSNS2≈0、LVSNS1 跟随线压；负半周期 LVSNS2 被抬到母线 1%、LVSNS1 相对地跌落但相对 LVSNS2 仍增大，减法取绝对值后 VLINE 天然对称，两种极性共用同一组比较阈值。

派生功能与阈值（typ）：

权衡：分压电阻越大越省电（空载功耗指标），但极性检测 RC（20~200 µs）与滤波电容会引入滞后；DS 的折中是高阻分压 + 小电容 + 数字毛刺滤波。90 VAC 设计要核对 BO 裕量：VLINE 峰值 1.27 V 对 VBO(START) max 1.18 V 仅 7% 裕量（本库推算），必要时把 KL_DIV 降到 90。

数值感受（本库推算）：90 VAC 时 VLINE 峰值 = 127.3×1% = 1.27 V——正好落在 BO 阈值（1.0~1.1 V）与线范围阈值（2.22~2.36 V）之间的“低线带”；230 VAC 时 3.25 V——越过 VHL 2.36 V 稳居“高线带”；264 VAC 时 3.73 V，距 5.5 V 上限仍有 48%。三个阈值把整个通用输入范围切成三段清晰的责任区，这就是 100:1 分压比选型的由来。毛刺滤波器的行为（DS 图 10）：极性输入必须在新状态保持超过 tPOL_FILTER 200 µs 输出才翻转，期间任何回抖都把定时器清零——200 µs 对 50 Hz 半周期（10 ms）只占 2%，滞后代价可忽略。

6. 交流过零管理与开环驱动脉冲（表 5，事件 A~J）

动机：过零附近线压极低，若让正常闭环脉冲继续打，占空比接近 1，慢桥臂节点翻转时电感电流尖峰极大；同时换向瞬间极性信号最脆弱。NCP1681 的对策分两步。

第一步：分级禁用（阈值均为 VLINE，typ，带迟滞 +20 mV）：主 PWM 在 100 mV（≈线幅值 10 V）以下停发；SR 驱动 180 mV；同步驱动 200 mV。全部驱动在真过零之前就静默——代价是一点过零失真，换来极性检测的绝对安静（极性错了比失真严重得多）。

第二步：开环脉冲串（DS 表 5）：极性翻转后发四级固定 25% 占空比脉冲：

合计 52 µs ≈ 65 kHz 下 3.4 个开关周期（单位按全译附注 5 考证为 µs）。导通时间从 1 µs 逐级倍增、占空比恒 25%，把慢桥臂节点从 400 V→0 V（或反向）分四小步柔和搬过去，随后主驱动的 ton 从小逐渐爬升接管。此期间 CS 检测被消隐（事件 J），控制环对换向过程“装聋”——否则环路会把过零现象当成负载变化乱纠正。DS 图 16 的 A~J 事件标注建议逐格研读，它是现场示波器抓过零波形的“标准答案图”。

7. 多模式工作与 CrM↔CCM 切换判据（图 17，eq.6）

图 17 用三栏把三种模式的几何关系讲透：判据全是导通时间与周期之比——DCM：Tperiod < Tclamp（斜坡被钳位，开通等谷底）；CrM：Tclamp < Tperiod < 1.12×TCCM；CCM：Tperiod > 1.12×TCCM（115.4 µs 周期换算 ton 门槛 17.2 µs @65 kHz）。

进 CCM 四条件（DS §15）：ton > 1.12×TCCM 连续 8 周期；VCS > VCS_CCM−H 350 mV（低线限流 25%）；距上次 CCM→CrM 转换 ≥ TCrM(Min) 262 ms；随后进入并保持，直到退出判据（ton ≤ 1.12×TCCM 连续 8 周期或 VCS < VCS_CCM−L 210 mV，持续 TCCMend 360 ms）。350/210 mV 与 262/360 ms 的双重迟滞，是防“负载在门槛上抖动→模式乒乓→电流毛刺”的两道保险。

为什么 kW 级图腾柱必须多模式（本库推算，90 VAC/400 V/750 W/η=0.95/L=180 µH）：

CrM 在重载的频率下坠（fsw = Vin(Vo−√2Vin)/(2Vo·L·Iin)）正是 CCM 进入判据存在的物理原因：ton = 2LP/(ηVin²) 在 750 W/90 V 时为 35.1 µs ≫ 17.2 µs，控制器“被迫”进 CCM；反过来在 230 VAC，ton=5.4 µs，直到 2.4 kW 都留在 CrM（本库推算）——所以 180 µH 的 750 W 设计只在低网重载才用 CCM，其余工况全程谷底开通。这就是“多模式 = 各工况各取所需”的定量图景，也是 DS 说 Bx 适合 300 W~1 kW 的原因。

8. 预测型平均电流模式与乘法器（图 18，eq.2~5）

传统平均电流模式：电流环误差放大器把“检测电流”与“正弦基准”的差积分，再去调占空比——内环要整定、要防次谐波振荡，补偿参数随功率级变。NCP1681 的“预测型”：把正弦基准的生成与占空比的求解合并成一条前馈式计算链（DS 称 predictive，未展开内部算法，以下链条关系为 DS 公式，机理概括属本库理解）：

1. CS（上升斜率）与 ZCD（下降斜率）求和重构电感电流 VCSZCD——乘法器输入 B；
2. 乘法器按 eq.2 输出电流 IM = (2×VCSZCD/VCTRL)·GVM，GVM = 75 µA/V；除以 VCTRL 的意义：补偿器输出 VCTRL 越大（要求功率越大），同样的电流对应的 IM 越小 → 允许更大功率，反之限功率；
3. IM 流入 RM 生成 VM（并联电容滤波，时间常数 50~100 µs）；
4. PWM 比较器按 eq.3/4：d = 1 − VM/VRAMP,PK（3.75 V），d′ = VM/VRAMP,PK。

闭环验算（750 W/90 V/CCM，本库推算）：线峰值平均电流 12.4 A → VCSZCD = RCS/NS×12.4 = 0.056×12.4 = 0.694 V（RCS=5.6 Ω、NS=100）；VCTRL 取满功率值 4.2 V → IM = 2×0.694/4.2×75 µ = 24.8 µA；RM = 47 kΩ → VM = 1.165 V → d = 1 − 1.165/3.75 = 0.689。功率级需要的占空比 d = 1 − √2×90/400 = 0.682。误差 1%——链条闭合。这就是“预测”：占空比由当周期采样一步算出，无需内环积分收敛。

RM 定最大功率（eq.5）：RM 越大 → VM 越高 → d 越小 → 功率越小，故 RM 设功率上限：

RM ≤ η·Vin²·VRAMP,PK·VCTRL / (2·Vo·Po·GVM·KZCD)，KZCD = RZCD。

代入（0.95×8100×3.75×4.2)/(2×400×750×75 µ×0.056) = 121,196/2.52 = 48.1 kΩ → 取 47 kΩ。在最低 RMS 输入（90 V）下算——低网是功率瓶颈（式 5 分母里 Vin² 项）。

9. 导通时间调制与死区补偿（图 19/20，eq.6 与 kDT）

FCCrM 用恒定导通时间控制：ton 由 VCTRL 与调制斜坡共同决定，斜坡斜率固定时最大 ton = 17.1 µs（min 13.8/max 20.3）出现在 VCTRL 轨位 4.2 V；DCM 里 ton 上限放宽到 30.2 µs（配合频率折返拉长周期）。占空比本身有两个硬边界要记：Ton,min 260 ns（DCM 最小脉宽，决定跳机前的功率下限）与 DMAX 95.1%（VM=0 V 时，决定最低输入电压下还能不能稳 400 V——90 VAC 需要 d=0.682，裕量充足；真正的约束是 VCTRL 满轨时的功率上限，即式 5）。

Iin = (IL,PK/2)·kDT，kDT = (TON+TOFF)/TSW < 1。

若不补偿，包络在轻载/过零附近凹陷 → THD 恶化。NCP1681 的死区补偿：把调制斜坡斜率乘以 kDT → ton 反比于 kDT 放大，把丢失的伏秒补回来。THD 增强器（仅 Bx）补另一段：VCS 低于 VCS(MIN) 70 mV 的时长被积分，产生额外 ton 扩展——过零附近电流小、低于阈值时间长、扩展量自动加大，与死区补偿接力。二者合起来是“全线宽全负载 THD 优化”的执行机构（DS §17/§23）。

电感量的选择即转换点的选择（eq.6）：L = (1.12·η·Vin)²/(FCCM·2·PTRAN)·(Vo−√2·Vin)/Vo。DS 数值例：PTRAN=250 W、Vin=90 V → 约 180 µH（按 η=0.93、Vo=400 V 复算 184 µH，自洽）。式里 (Vo−√2Vin)/Vo 正是线峰处 CCM 占空比补——物理含义：转换发生在“线峰处 CCM 边界纹波 = 平均电流”的交点附近，1.12 是进入判据的裕量系数。L 越大，转换功率越高（CrM 地盘越大、RMS 越差）；L 越小，越早进 CCM（谷底收益越少）——这是 Bx 设计的第一权衡。

频率抖动（RJIT/FJIT）：CCM 开关频率被 ±8.9% 抖动、调制率 2.4 kHz（表 4）——把 EMI 频谱从“梳状尖峰”摊成“矮土丘”，传导测试的准峰值/平均值裕量通常能无代价获得 3~5 dB（本库经验）；对磁件与驱动无感。轻载 DCM 的频率折返（(tON,FF) 触发点 3.84 µs 低线/1.92 µs 高线，FMIN 30.5 kHz 托底）与抖动叠加，让 EMI 扫描在轻载同样平滑。

10. FB 与 Type-II 补偿器（图 21~23）

动机：电压环带宽必须压在 10~20 Hz 以下（否则 100/120 Hz 母线纹波调制输入电流 → 三次谐波超标），同时要有足够低频增益把工频纹波压干净。NCP1681 把补偿做进芯片：数字误差放大器 + 控制纹波消除电路，等效为模拟 Type-II（DS 图 22）：GOTA 200 µS、RZ 24 kΩ、CZ 4.62 µF、CP 97.24 nF →

• 中频带增益 20·log(24 k×200 µ) = 13.6 dB；
• 零点 1/(2π·24 k·4.62 µ) = 1.44 Hz；
• 高频极点 1/(2π·24 k·97.24 n) = 68.2 Hz。

5~10 Hz 处相位提升 >70°，按 5~10 Hz 穿越、>60° 相位裕量出厂整定（最高可推到约 14 Hz/45°）。线范围联动：识别为高线（>167 VAC）时环路增益自动 ÷4——230 V 工况功率级小信号增益本来就低（dVout/dD 随 Vin 升高而变），÷4 把两个电压档的穿越频率拉回同一档位。权衡：纹波消除电路相当于环内又一级滤波，消耗一部分相位提升（图 23 波特图）；用户端唯一旋钮是 FB 分压比与输出电压等级，环路本身免调试——这正是“数字补偿”的卖点，也是“输出电压等级大改时最好复核波特图”的原因（本库推断）。

11. 输出电压保护：四层楼（图 24）

物理机理：软/快 OVP 的 2% 间距是精心设计的——负载突卸时 FB 采样有延迟，软 OVP 先“踩刹车”（渐进降功率，防振荡），万一刹车失灵（采样保持滞后、负载极端）快 OVP 用旁路数字链的模拟路径直接切断，响应不以毫秒计。BUV 与 UVP 的分工：UVP 管“还没建立”（启动期），BUV 管“建立之后塌了”（运行中），BUV 以 PFCOK 置高为前提就是为了区分这两种情形（DS §26）。FB 脚 250 nA 灌电流是第一层后备：FB 开路 → 电压被拉到 0.3 V 以下 → UVP。DRE 则反向发力：负载突加时它不刹车而是“踩油门”（加速补偿网络充电），把输出下冲按住——软 OVP 与 DRE 是同一颗芯片对突卸/突加两个方向的对策对。

12. 电感电流检测与 CT 消隐（图 29~31）

难点：CCM 图腾柱里电感电流双向流——占空比受控的快桥臂管电流漏→源，(1−d) 管电流源→漏（图 29）。单只采样元件要么只看见半个波形，要么把两个方向混在一起。方案：每只快桥臂管串一只 CT（CT1/CT2，1:NS），二次侧二极管“或”到单只 RCS；CT 只在“本管做开关管”的半周期有效——另一半周期由消隐电路把二次侧对地短接，防止它捡到同步整流方向的假信号。

消隐电路的四条硬要求（DS 图 30/31，图示为双 PMOS 共源共阴 + 电荷泵方案）：

1. A−B 向耐压：只须比限流点高一个二极管压降（CT 有效时段二次侧电压）；
2. B−A 向耐压：须承受住 CT 复位电压（磁化电流在 (1−d) 时段经复位电阻回流，同名端呈负压）——“或”二极管与消隐开关的耐压下限由它决定；
3. B−A 向载流：同步整流方向电流要能被短接泄放，等效阻抗须比 RCS 低一个数量级，否则“短接”不干净、磁化电流残留假信号；
4. 控制端口：以工频切换，由 POLARITY/INVPOL 驱动——注意驱动逻辑反相：POL/INVPOL 为低时消隐导通（电荷泵 PMOS 的天然极性）。

为什么不用一只检流电阻了事：母线侧电阻要承受双向大电流与高共模；CT 方案损耗低（750 W 例：二次侧 RMS≈88 mA×5.6 Ω≈43 mW，本库推算）且天然隔离。ZCD 通道不需要消隐：流过 ZCD 检测元件的电流单向（退磁段），CT 始终有效——这是 ZCD 通道比 CS 通道简单的原因。

13. 过载限流、THD 增强器与 CS 防呆（eq.7/8）

• 两级限流：VILIMIT1（Bx 低线 1.4 V/高线 0.84 V=60% 降额；Ax 恒 1 V）逐周期掐脉冲；VILIMIT2=1.5×VILIMIT1 作为“异常”级——触发后过应力定时 815 ms 内不许新脉冲（限制快桥臂失效时的热应力），连续 4 个开关周期触发 → 关断等主复位。Bx 高线降 60% 的理由：多模式版预期“各线电压下功率一致”，高线电流天然小，降额让 RCS 能按低线大电流整定而不牺牲高线保护速度（DS §22 口径的本库解读）。
• THD 增强器（Bx）：见 §9，与死区补偿接力。
• CS 开路：1 µA 上拉把脚顶过阈值 → 脉冲终止 + 815 ms 节流；CS 对地短路：预启动阶段（等线频率确认的窗口内）输出 230 µA 测试电流，外部 RFILT≥1 kΩ 上压降 230 mV > VCS(TEST) 150 mV 判“电路存在”，否则禁止工作——开机前 3 ms 把检测回路完整性验一遍（本库推算时序）。滤波 RFILT/CFILT 取 50~150 ns，与 OCP 前沿消隐 220 ns 配合。

14. ZCD 输入与谷底检测（图 25~28，eq.9）

• ZCD 双阈值：武装 300 mV/触发 50 mV（Bx）。同步管门控见 §15；CrM 里 ZCD 跌破触发阈值才许新 PWM 脉冲——这就是“谷底/退磁同步”的实现。
• 谷底检测（AUX，Bx）：正半周期辅助电压升过 200 mV 武装、跌破 100 mV 触发；负半周期互换（跌破 100 mV 武装、升过 200 mV 触发）。负半周期互换的物理原因：负半周期开关节点谷底对应辅助绕组电压的峰（DS 图 25）——桥式 PFC 谷底检测的经验在这里直接失效。NCP1681 用同一对比较器、按极性换阈值功能，低成本解决双向问题（边沿+阈值混合检测）。
• 外围（图 28）：RAUX1 串入、不串隔直二极管（串了负半周期信号被整流掉）、RAUX2 下拉、肖特基 DAUX 对地钳位、CAUX 调相。Ax 版 AUX 必须接地——没有谷底可等。
• eq.9 配平：RZCD = RCS/NS（电阻法）保证 CS/ZCD 幅值相等；用 CT法则与 CS 同匝比同阻值。配平的意义：乘法器把两路求和当“一个电流”用，比例失衡 = 包络畸变 = THD。
• ZCD 上的浪涌保护：VZCD(INRUSH) 30/50 mV（Ax/Bx）——启动浪涌或异常大电流时 ZCD 电压远超正常退磁斜率，该阈值提供一个不依赖 CS 通道的粗判据，与 CS 的第二级限流（VILIMIT2）互为备份（机理定位属本库推断，阈值是表 4 事实）。

15. 同步 PWM 驱动控制（图 34）

同步 (1−d) 管的使能是五重门控的合取（DS §25 汇总）：

1. PWM(d) 关断后 TDT1 130 ns 死区（防交叉导通）；
2. ZCD 升过 VZCD(ARM) 300 mV（Bx）——轻载 ZCD 到不了武装阈值，同步管干脆不开（省掉无谓开关损耗）；
3. VLINE > 220 mV（≈交流线上 22 V @100:1）——过零附近不玩同步；
4. PFCOK 置高——启动期禁同步，防反向电流；
5. 终止条件：ZCD 跌破 VZCD(TRG) 50 mV（CrM/DCM）——阈值贴近零又不让电流反向回抽母线；CCM 里若新周期开始时 ZCD 仍高，TDT2 150 ns 强制关断同步脉冲。

设计含义（本库推算）：同步管实际导通窗口 ≈ (1−d)·Tsw − 130 ns − 45 ns（TZCD 传播），轻载边缘自动收窄到零——这就是“正确的门控对优化效率与保证鲁棒性是必要的”的定量版本。

16. 跳机/待机与 PFCOK（图 35~37）

动机：服务器电源待机/空载功耗法规（如 ErP）要求 PFC 在后级休眠时几乎零功耗。进入：外部命令——PFCOK < 0.5 V 持续 30 µs（命令要成串且快于 PFC 自身脉冲串频率），或 Bx 的 VM < 1.5 V 持续 400 µs；进入后削掉 FB/VCC 监测以外几乎全部功能，ICC 降至 0.54 mA，输出电压缓慢滑落；跌到 94% Vout,nom 时退出跳机打一串脉冲把母线顶回 100%，然后再次跳机——“跳—串—跳”循环，静默期最长可达约 1 分钟。PFCOK 的双面性：平时是 10 µA/V 电流源（对地电阻变成母线镜像电压给 LLC 做 UVLO），被拉低时是“下级喊话”——用它做跳机命令比 VM 脚安全（VM 在 CCM 里是调制节点，DS 明确建议用 PFCOK）。

待机功耗核算（本库推算）：跳机中 IC 消耗 12 V×0.54 mA ≈ 6.5 mW；其余空载损耗来自 LVSNS 分压（~15 mW）与 FB 分压（~100 mW，400 V 口径）——FB 分压电阻才是空载功耗的大头，低空载规格的应用要用更高阻值分压（FB 偏置 250 nA 决定了上限，见 01 §2.2），或让 LLC 的跳机命令把 PFC 带进更深的待机。软跳机的“94% 起点”还有个好处：burst 恢复时母线只从 374 V 补到 400 V，单串脉冲即可，避免每次都从深度欠压全功率拉回。

17. FAULT 引脚：双电平故障（图 38）

下限 0.40 V（OTP，自恢复 0.92 V，5 ms 启动消隐 + 30 µs 滤波）：46 µA 上拉流过 NTC，温度升高阻值下降、压降跌破 0.4 V 判过温。上限 3.0 V（OVP，锁存，需主复位）：典型用法是 VCC 与 FAULT 间一只稳压管——外部栅驱动器 VCC 常只额定 20 V，而 NCP1681 自己额定 30 V；VCC 过冲时稳压管把 FAULT 顶过 3 V，控制器锁存自保。中间带 1.7 V/1.55 kΩ 钳位保证“悬空=正常”，但NTC 开路也表现为悬空 → OTP 保护静默失效（本库推断的固有盲点，对策见 04 陷阱 10）。

18. 故障矩阵精讲（DS 表 6）

故障矩阵的读法：先看复位列分三档——“逐周期”（OCP/SCP，无需复位）、“条件恢复”（SAG/BO/线频率/UVP/OTP，条件消失即恢复）、“主复位”（NCS(LIM2) 连续 4 次、CS 短路、PGND 开路、FAULT-OVP，须 VCC 掉到 VCC(reset) 4 V 以下）。再看 PFCOK 列：几乎所有“禁 PWM+SR”的故障都伴随 PFCOK 拉低（OFF 模式）——下级 LLC 同步断电，母线不再被抽。唯一锁存项是 FAULT-OVP；唯一“先禁 SR 缓冲 100 ms 再升级”的是线频率保护——给“频率暂时漂移”一次免跳闸机会。

19. Device Functional Modes（功能模式总表）

精炼要点

上一级：NCP1681