65 W 适配器五拓扑同规格对比 —— 同一设计规格下的五路对比
本篇是全库 18 颗深读的“总决策文档”：用统一规格（65 W USB-PD、20 V/3.25 A、90~264 VAC、待机 <100 mW 目标）对比五条拓扑路线的代表 IC——定频反激 UC3842、准谐振（QR, Quasi-Resonant）NCP1342、单开关零电压开关（ZVS, Zero-Voltage Switching）反激 UCC28781、混合反激/不对称半桥（AHB, Asymmetrical Half-Bridge）XDPS2201、有源钳位反激（ACF, Active Clamp Flyback）NCP1568。 数据规范：所有数值取自库内五件套（出处简写见 §2.3）；UC3842 原例为 12 V/4 A，本篇按其 DS 公式链（SLUS223H 式 9~20）对统一规格全量复算并标“本篇复算”；算不出的比较标“定性”。
1. 本篇总结
本篇怎么用：赶时间只读 §1 与 §5 总表；做选型走 §6 决策树；要核数字进 §3（每个数字都带出处与复算标记）；开工前浏览一遍 §7 误用案例；§4 是“选完 IC 之后”的系统级问题（待机、瞬态、保护、调试、宽输出）。
选型主线要点：65 W USB-PD 的五条路线是同一份“损耗核算”的五种承担方式——定频硬开关（UC3842）每一项都承担；QR（NCP1342）消除开通损耗与待机常耗两项；ZVSF（UCC28781）再消除二极管与漏感两项损耗；AHB（XDPS2201）把储能分进电容组、两管全 ZVS；ACF（NCP1568）把漏感回收进输出——愿意为消除哪几项损耗付出多少复杂度（外围、调试、BOM、磁件一致性），就落在哪颗 IC。
每拓扑选型要点：
| IC | 选型要点 |
|---|---|
| UC3842 | 教科书与维修场景的经典选择，但按统一规格复算：待机高线 ≥1.4 W、效率上限 ~85%、带宽 1.8 kHz——<100 mW 直接出局 |
| NCP1342 | 成本敏感量产的默认解：谷底开通+待机/保护/启动全集成，一颗 8 脚 IC 实现 <30 mW 与 ≥88% |
| UCC28781 | 高密度 GaN 旗舰：全 ZVS+直驱同步整流（SR, Synchronous Rectification）+42 mW 实测待机，代价是 8 个编程脚+隔离驱动链 |
| XDPS2201 | 数字半桥：两管全 ZVS+次级零电流开关（ZCS, Zero-Current Switching）+>20 W/in³，代价是漏感一致性与 UART 产线依赖 |
| NCP1568 | 漏感全额回收的“稳”选择：官方 60 W EVM 实测 93.4~93.5%，代价是四颗 IC 的 BOM 与变频 EMI 包络 |
分界数字表：
| 分界数字 | 含义 | 出处 |
|---|---|---|
| D=0.62（>50%） | UC3842 复算例必须选 100% 占空比档+斜坡补偿 | 本篇复算（UC3842/00 式 16） |
| ≈0.7 W | 65 W QR 漏感取 1% 时 RCD 钳位持续耗散的功率 | 反激横评（HP 反激） |
| ≈4.2 W | 同一项漏感损耗在 250 kHz 定频下的量级——ACF 回收的就是它 | ACF 横评（UCC2897A 核算） |
| <30 / 42 / <75 mW | QR、ACF / ZVSF / AHB 的待机档位，全部过 <100 mW 线 | 各 IC 03/05 篇 |
| 1.8 kHz vs 5~20 kHz | CCM 定频反激带宽固有限制 vs 软开关拓扑的带宽自由度 | 本篇复算、各 IC 03 篇 |
| 47 µH vs 1.2 mH | ZVSF 与 CCM 定频反激的 Lm 差 25 倍——频率是唯一杠杆 | 本篇复算、UCC28781/03 |
2. 统一规格与对比口径
2.1 统一规格（同一对比基准）
| 项目 | 规格 | 备注 |
|---|---|---|
| 输出 | 20 V/3.25 A（65 W），USB-PD 档位 5/9/15/20 V | 低压档大电流是次级与动态的额外挑战 |
| 输入 | 90~264 VAC，50/60 Hz | 母线 ≈90~373 V DC |
| 待机 | <100 mW（空载，高线） | 本篇的硬性筛选条件：UC3842 在此出局 |
| 外形 | 适配器；高密度优先级可调 | 密度是决策变量（见 §6 决策树 Q1） |
| 动态口径 | 负载阶跃 0↔满载（参考 150 mA/ms 摆率，NCP1568 EVM 验收口径） | 对比带宽与 C_OUT 时统一引用 |
| 对比基准点 | 低线满载（90 VAC/20 V/3.25 A）为应力最坏点 | 五篇 03 篇的复算/设计例均按此点取数 |
2.2 五份原设计例的差异与对齐方法
五颗 IC 的库内设计例规格并不相同，直接抄表会得出假对比。对齐方法如下：
| IC | 原设计例 | 与统一规格的差 | 对齐方法 |
|---|---|---|---|
| UC3842 | 85~265 VAC→12 V/4 A（48 W，η=85%，110 kHz，CCM，DS 式 9~20 全流程） | 输出 12→20 V、48→65 W | 本篇按 DS 公式链全量复算（§3.2）；η 沿用 DS 假设 85%（不作美化）；f_SW 维持 110 kHz |
| NCP1342 | 库内 03 篇即 65 W/20 V 例（η=88%、V_bulk,min=90 V/200 µF、低线谷 1@70 kHz） | — | 直接沿用库内例 |
| UCC28781 | DS 例 60 W/15 V Si EVM；库内已做 65 W GaN 扩展例（η=0.90、f_SW,min=250 kHz、NPS=5） | — | 沿用库内扩展例 |
| XDPS2201 | DS 默认配置（表 5）即 65 W/20 V（N=2.83）；库内 03 篇反推完整流程 | 输入 85~264 vs 90~264 VAC | 沿用库内例（Lm=69 µH、RShunt=95 mΩ） |
| NCP1568 | 官方 EVM（EVBUM2734）60 W/20 V/3 A | 60 vs 65 W（差 8%） | 沿用 60 W 实测数字；电流应力按 ×1.08 线性外推处标“本篇换算” |
注意一个隐藏结论：各家设计例假设的效率（85% / 88% / 90% / 93%）本身就是拓扑身份的一部分——假设越高的架构，损耗项被消除得越彻底。
2.3 标注与出处约定
- 手册/官方 EVM 事实 → 肯定句+出处；库内既有推算 → “库内推算”；本篇新算 → “本篇复算”；无法量化 → “定性”。
- 出处简写：
UC3842/03=30_经典IC精读/01_反激Flyback/UC3842/03_典型应用与设计计算.md，以此类推（00=规格书全译，05=EVM/设计指南精译，HP=拓扑横评，核实表=待核实与推断总表.md）。 - 复算依据链：UC3842 复算全部使用其 DS 原式（式 9 输入电容、式 11/12 匝比、式 16 占空比、式 17 电感、式 18/19 电流、式 20 次级峰值、式 32 RHP 零点），公式编号与
UC3842/00一致。
3. 功率级对比（核心章）
3.1 匝比与反射电压：五条公式链
UC3842（本篇复算）——从初级管耐压反推（式 11/12，电压预算表）：
$$V_{OR(max)}=0.8\times\left[V_{DS(rated)}-1.3\times V_{BULK(max)}\right]=0.8\times[650-1.3\times373]\approx132\ \mathrm{V}$$
$$N_{PS(max)}=\frac{V_{OR(max)}}{V_{OUT}}=\frac{132}{20}=6.6\ \rightarrow\ 取\ N_{PS}=6,\quad V_{OR}=6\times20.6\approx124\ \mathrm{V}$$
NCP1342（库内例）——同一预算但为谷底谐振留量：$373+1.3V_{OR}\le585$ V → $V_{OR}\le163$ V；取 NPS=5 → V_OR=103 V，低线谷 1 谐振到 ≈8 V（准 ZVS）、高线谷 1 ≈293 V（库内推算，核实表 §2 待复核）。
UCC28781（库内例）——QL/SR 应力折中夹逼（式 21/22）：NPS≤8.8（650 V GaN 降额 90%）且 NPS≥4.4（150 V SR 降额 80%）→ 取 NPS=5，V_OR=102.5 V。
XDPS2201（库内例）——不是电压预算而是可调性硬约束 $N\cdot V_{OUT}<V_{IN(min)}$（充电段电压是 Vin−V_Cr）：N<4.5 → 取 N=2.83，V_Cr=N·Vout=56.6 V——匝比只有反激习惯（N≈5）的一半，这是 AHB 的第一分界。
NCP1568（EVM 实装）——n=6 → V_OR≈124 V，钳位电容电压 ≈V_OR，主管应力 375+124≈499 V → 600 V 管。
统一基准下的第一眼：五家的初级关断平台电压落在 477~507 V（AHB 两管各承受全母线 373 V+尖峰）——初级电压应力由输入范围+反射电压决定，不随拓扑变；拓扑真正改写的是电流应力、开关损耗与漏感去向。
3.2 UC3842 — 定频 CCM 反激（本篇复算，全链代入）
设定：η=0.85（DS 假设原样沿用）→ P_in=76.5 W；V_BULK(min)=75 V（式 9 对应 C_IN≥139 µF→取 150 µF，与 NCP1342 的 200 µF、UCC28781 的 120 µF 同量级）；f_SW=110 kHz；按 10% 负载进 CCM 定电感。
复算输入假设（全部声明，换规格须重算）：η=0.85（DS 表 8-1 原假设）；f_SW=110 kHz（DS 正文口径）；V_BULK(min)=75 V（DS 惯例）；V_BULK(max)=√2×264=373 V；次级整流 VF=0.6 V（肖特基口径）；漏感取 L_P 的 1%（业界粗算口径）。
十二步复算链（式号照 UC3842/00，每步：式 → 代入 → 结果）：
| 步 | 公式 | 代入 | 结果 | 取值 |
|---|---|---|---|---|
| 1 | 式 9 输入电容 | 2×76.5×(0.25+arcsin(75/127.3)/π) / [(2×90²−75²)×47] | 139 µF | 150 µF |
| 2 | 式 10 母线最大 | √2×264 | 373 V | — |
| 3 | 式 11 反射上限 | 0.8×[650−1.3×373] | 132 V | — |
| 4 | 式 12 匝比 | 132/20 | 6.6 | NPS=6 |
| 5 | 式 14 次级应力 | 373/6+20 | 82.2 V | 100 V 紧/150 V 稳 |
| 6 | 式 16 占空比 | 6×20.6/(75+123.6) | 0.622 | >50% → 100% 档 |
| 7 | 式 17 电感 | 0.5×75²×0.615²/(0.1×76.5×110 k) | 1.27 mH | 1.2 mH |
| 8 | 式 18 峰值电流 | 76.5/120×2.6 + 46.15/264 | 1.83 A | — |
| 9 | 式 19 有效值 | k=0.81，√(D/3×(1+k+k²)) | 1.30 A | — |
| 10 | 式 20 次级峰值 | 6×1.83 | 11.0 A | — |
| 11 | 式 6 检测电阻 | 1.0/(1.25×1.83)（本库 25% 裕量口径） | 0.44 Ω | 0.43 Ω，0.74 W |
| 12 | 式 32 RHP 零点 | 6.15×0.385²×36/(2π×1.2m×0.615) | 7.06 kHz | f_BW=1.77 kHz |
- 初级应力（式 18/19）： $$I_{PK}=\underbrace{\frac{P_{IN}}{V_{BULK}\cdot D}}_{1.66\ \mathrm{A}}+\underbrace{\frac{V_{BULK}\cdot D}{2L_Pf_{SW}}}_{0.17\ \mathrm{A}}=1.83\ \mathrm{A},\qquad I_{RMS}=I_{PK}\sqrt{\frac{D}{3}(1+k+k^2)}=1.30\ \mathrm{A}\ (k=0.81)$$ 其中 D=120/195=0.615；V_DS 平台 373+124≈497 V，式 11 预算含 30% 漏感尖峰 ≈617 V → 650 V 管。R_CS 按 1.25 倍裕量口径 = 1.0/(1.25×1.83) ≈ 0.44 Ω，损耗 0.74 W（本库建议口径；官方零裕量口径 0.55 Ω/0.93 W）。
- 占空比与斜坡补偿：D_MAX=6×20.6/(75+123.6)=0.62>50% → 必选 UC2842 档（≈100%）+ 斜坡补偿 Se=(MC−1)·Sn=(2.19−1)×26.9 mV/µs≈32 mV/µs（QP=1 准则，本篇复算；Sn=75×0.43/1.2m=26.9 mV/µs）。
- 变压器：L_P=0.5×75²×0.615²/(0.1×76.5×110 k)=1.27 mH → 取 1.2 mH（式 17）——是 QR 例（180 µH）的 6.7 倍、ZVSF 例（47 µH）的 25 倍。磁芯需 RM10/ETD 级（定性推断：库内其余四家均 RM8 级）。若改 DCM 设计（PD 适配器常见）：L_P≤127 µH、I_pk≈3.3 A（本篇复算），尺寸立省 10 倍——但官方流程、输出纹波与 RHP 校核都按 CCM 走，且 Ipk 立刻追平 QR。
- 次级：峰值 11.0 A（式 20）、应力 373/6+20=82 V → 100 V 肖特基余量紧（150 V 稳）；二极管损耗 ≈0.65 V×3.25 A≈2.1 W（本篇复算）。UC3842 无 SR 驱动能力，要 SR 得外配控制器——与“最低成本”初衷矛盾。
- EMI：定频单谱线 110 kHz（±10% 初始+5% 温漂散差），硬开关 dv/dt 大、无抖频——滤波器按最尖谱线设计，五家中体积最大（定性）。
- 效率路径：五项损耗一项不免——硬开关开通（@497 V 平台）、RCD 漏感损耗（漏感取 L_P 的 1% ≈2 W 级，本篇复算的粗算值；三明治绕法可减小）、肖特基 2.1 W、R_CS 0.73 W、R_START 高线常耗 1.27 W。DS 对同类架构取 η=85% 不是保守，是上限。
- 带宽：f_RHPz=R_OUT(1−D)²N_PS²/(2πL_PD)≈7.1 kHz → f_BW=f_RHPz/4≈1.8 kHz（本篇复算；与 48 W 例几乎相同——N_PS∝1/V_OUT 时 f_RHPz 对输出电压不敏感）。输出电容按式 21 同口径 ≈909 µF→1000 µF 级（本篇复算）。
48 W 官方例 → 65 W 复算：变了什么、没变什么（本篇复算对照）：
| 项 | 官方例（12 V/4 A） | 65 W 复算（20 V/3.25 A） | 为什么 |
|---|---|---|---|
| 匝比 | 10（上限 10.85） | 6（上限 6.6） | 输出电压升 → 同一反射预算下匝比反比缩小 |
| 反射电压 | 130 V | 132 V | 只随输入范围与管子耐压变，不变 |
| D_MAX | 0.627 | 0.622 | 同上，几乎不变 |
| L_P | 1.5 mH | 1.2 mH | 反比于功率（式 17 分母 ∝P_in） |
| I_pk / I_RMS | 1.36 / 0.97 A | 1.83 / 1.30 A | 正比于功率，磁芯与 R_CS 损耗同步放大 |
| 次级峰值/应力 | 13.6 A / 49.5 V | 11.0 A / 82.2 V | 峰值降（匝比小）、应力升（匝比小） |
| f_RHPz / f_BW | 7.07 / 1.77 kHz | 7.06 / 1.77 kHz | 几乎不变（V²·NPS² 抵消）——带宽固有限制与功率档无关 |
| 启动电阻损耗（高线） | 1.3 W | 1.27 W | 只随输入范围变——待机问题的根源与功率无关 |
这张表是“复算”的价值证明：UC3842 的六个结构性短板（D>50%、斜坡补偿、RHP 带宽、R_START 常耗、无 SR、无轻载模式）一项都不因换到 65 W/20 V 而消失——它们是架构属性，不是功率档属性。
3.3 NCP1342 — 准谐振 QR（库内 65 W 例）
- 初级应力：谷 1 闭式 $I_{PK}=2P_{IN}(1/V_{bulk}+1/V_{OR})/(1-f_{sw}t_v)$=3.44 A、I_RMS=1.38 A、R_CS=0.20 Ω（0.38 W）；V_DS(max)=373+1.3×103=507 V=78%×650 V。谷 1 开通电压低线 ≈8 V / 高线 ≈293 V（库内推算）——低线准 ZVS、高线仍硬开通，QR 的效率收益在高线减小。
- 变压器：Lp=180 µH（低线谷 1@70 kHz 定值），PQ20/RM8 量级，ΔB=0.23 T@45 匝；频率 70→148 kHz（高线满载），9 脚版 R_FMAX=174 kΩ 钳 150 kHz。
- 次级：应力 20+373/5≈95 V → 库内取 150 V 肖特基（100 V 余量紧）；量产常配 SR（QR 横评口径：30~100 W→现代 QR+SR），可再提升 1~2 个百分点（定性）。
- EMI：谷底开通把 dv/dt 从 478 V 摆幅降到 82 V（低线）+ 抖动版本 1.3/1.55/3.9 kHz + 变频天然扩频——滤波器压力五家最轻（定性）；输出电容按最低频 25 kHz 校纹波。
- 效率路径：消除开通损耗（低线全额、高线一半）与待机常耗（片内 700 V 启动+X2 放电）两项；RCD 漏感损耗 ≈0.7 W 仍需承担（漏感 1%，HP 反激）；η≥88%（库内例目标）。
3.4 UCC28781 — 单开关 ZVS 反激 ZVSF（库内 65 W GaN 例）
- 初级应力：QL 平台 375+102.5=477.5 V（含尖峰 ≈508 V）→ 650 V GaN；I_pk≈3.5 A 满载（PPL 峰值功率档 4.63 A）；I_RMS≈1.45 A（本篇复算，过渡模式三角波 √(D/3) 近似）；R_CS=0.18 Ω（由 OPP 67.5 W/PPL 93 W 反推，不是满载反推）。
- 变压器：L_M=47 µH（f_SW,min=250 kHz 定值），RM8、NP=20 匝、B_MAX=0.17 T；频率 240 kHz（低线满载）→600 kHz（高线满载），半载高线 ≈1 MHz——频率上不封顶是过渡模式（TM）的固有特性，磁芯损耗按上限选材（>400 kHz 用 3F36/N49 级）。
- 次级：SR 平台 95 V（含尖峰 110 V）→ 150 V SR，主控 PWMH 直驱+隔离驱动器（省掉独立 SR 控制器，但必配隔离驱动器）；SR 延长导通回灌负励磁电流制造 ZVS（≈15 个开关周期自锁定）。
- EMI：全 ZVS 消除开通 dv/dt 的主要部分+23 kHz 抖动（幅度 96/36 mV 两级）；但基波高、频带宽（240 kHz~1 MHz）——滤波器 LC 小而频段拥挤（定性）。
- 效率路径：开通+Coss 容性损耗全免（高线节点无功 ≈3.1 W 不烧、回摆给输入，ZVS 横评）；二极管 2 W 由 SR 消除（SR 导通损耗 ≈0.3 W 级，本篇复算量级）；漏感能量大部经 SR 平台进输出。60 W Si EVM 实测满载 93.36%@230 VAC；65 W GaN 目标 >93%。
3.5 XDPS2201 — 数字混合反激 AHB（库内 65 W 例）
- 初级应力：两管各承受全母线 373 V+谐振尖峰 → 600~650 V 超结 ×2；I_pk=2.70 A（标称正磁化；OCP1max 对应 ≈3.5 A）；I_RMS≈1.6 A（库内推算，RShunt 0.24 W@95 mΩ）——五家最大（N=2.83 低匝比把电流推回初级），这是“变压器小”的代价面。
- 变压器：L_M=69 µH（t_TRANSnom=2.8 µs 反推）、磁化摆幅 IMAGpp=2.30 A 恒定 → ΔB 恒定，磁芯一次设计全工况有效；储能分置两处（Cr 周期性分担 VCr/Vin 份额的储能）→ 变压器五家最小档；漏感即谐振电感（Lr=1~2% Lm，散差建议 ±15% 内）。
- 次级：V_out+V_in(max)/N=20+132=152 V → 200 V SR（比 N=5 反激高一档——低匝比的代价）；次级 ZCS（谐振过零关断）无反向恢复尖峰；SR 最小导通时间 <t_ZVSmin=600 ns 是直通红线。
- EMI：ZVS+ZCS 双重消除+118~290 kHz 天然扫频+高线 10% 抖频——收益大；但低母线段无抖频（VS<1.486 V 不使能）→ 传导最差点在 90 VAC（库内分析）。
- 效率路径：漏感直接进谐振腔参与传能（不经 RCD 耗散）；两管 ZVS+次级 ZCS；代价是半桥两管导通损耗、Cr 纹波电流（470~560 nF 薄膜，库内推算）、RShunt 0.24 W。DS 标称 >93%、>20 W/in³、<75 mW。
3.6 NCP1568 — 有源钳位 ACF（EVM 60 W 例）
- 初级应力（60 W 口径）：主管平台 ≈499 V → 600 V 超结（主管+钳位管各一，EVM 用 IPL60R385CP/299CP）；I_pk≈2.2 A（工作）/OCP 3.14 A（R_CS=0.5 Ω×2 并联读法 0.25 Ω，库内推算，核实表 §17 待复核）；I_RMS≈0.9 A（本篇复算近似：CCM 磁化梯形波@300 kHz）——五家最低（高频 CCM 磁化、电流纹波小）。65 W 换算 ×1.08（本篇换算）。
- 变压器：L_M=120 µH、RM8LP、6:1；ZVS 负电流储备 0.3~0.5 A（库内推算），由“SW 实测+数字变频算法”闭环保证——L_M 与 RT 是联合可行域设计，RT=49.9 kΩ 定的是 200 kHz 频率下限而非工作频率，包络上限 4.2×F(RT)=840 kHz（EVM 典型工作上限 450 kHz）。
- 次级：应力 20+375/6=82.5 V → 120 V SR（NCP4305+FDMS86202，11.5 mΩ，导通损耗 ≈0.5 W 量级，库内推算）；5 V 档实测效率 90.9% vs 20 V 档 93.5%——低压档固定损耗占比是全拓扑共性。
- EMI：变频“梳齿”包络，滤波器按包络设计；变频拓扑迁移需重做 EMI 认证（库内业界惯例）；ZVS+自适应死区免 dv/dt 大头。
- 效率路径：漏感能量回收进输出（对照同口径 RCD 在 250 kHz 下耗散 ≈4.2 W 的核算，ACF 横评）+全工况 ZVS+SR；代价是钳位环流（谐振电流高于传能所需）+双管驱动（ADRV 仅 5 V 逻辑，须外配 NCP51530 级驱动器）。EVM 实测 20 V 满载 93.39/93.54%（115/230 Vac）、待机 <30 mW。
3.7 初级应力与变压器尺寸对比表
| 维度 | UC3842（本篇复算） | NCP1342（库内） | UCC28781（库内） | XDPS2201（库内） | NCP1568（EVM 60 W） |
|---|---|---|---|---|---|
| 匝比 NPS | 6（上限 6.6） | 5 | 5 | 2.83 | 6 |
| 反射电压 V_OR | 124 V | 103 V | 102.5 V | 56.6 V（V_Cr） | 124 V |
| 初级 VDS 平台 | 497 V（预算 617 V） | 507 V | 508 V（含尖峰） | 373 V+尖峰 ×2 管 | 499 V |
| 初级器件 | 650 V Si ×1 | 650 V Si ×1 | 650 V GaN ×1 | 600~650 V 超结 ×2 | 600 V 超结 ×2 |
| I_pk | 1.83 A | 3.44 A | 3.5 A（PPL 4.6） | 2.70 A | 2.2 A |
| I_RMS | 1.30 A | 1.38 A | 1.45 A* | 1.6 A | 0.9 A* |
| Lm（Lp） | 1.2 mH | 180 µH | 47 µH | 69 µH | 120 µH |
| f_SW | 110 kHz 定频 | 70~148 kHz | 240~600 kHz | 118~290 kHz | 200~450 kHz |
| 磁芯档位 | RM10/ETD 级（定性） | RM8/PQ20 | RM8 | 最小档（储能双仓） | RM8LP |
* 标 * 者为本篇复算近似值（TM 三角波/CCM 梯形波口径）；其余为库内数值。读表三句话：① 电压应力五家几乎相同，电流应力差一倍——CCM 定频用大电感换低峰值，QR/ZVSF 用高峰值换小电感，ACF 用高频 CCM 两者兼得；② AHB 是“低匝比换小变压器”的极端：初级 RMS 最大、次级应力最大、变压器最小；③ Lm 从 1.2 mH 到 47 µH 的 25 倍差距，全部由频率（110→250 kHz）与软开关（允许更高频）换来。
3.8 次级整流应力对比
| IC | 次级应力 | 器件档位 | SR 方案 |
|---|---|---|---|
| UC3842 | 82 V | 100 V 肖特基（紧）/150 V | 无 SR 驱动，外配控制器则成本前提不成立 |
| NCP1342 | 95 V | 库内取 150 V 肖特基 | 量产常配 SR（横评口径），库内例为肖特基 |
| UCC28781 | 95 V（含尖峰 110 V） | 150 V SR | 主控直驱（PWMH+隔离驱动器），必配 |
| XDPS2201 | 152 V | 200 V SR | 必配；最小导通 <600 ns 直通红线 |
| NCP1568 | 82.5 V | 120 V SR | 独立 SR 控制器（NCP4305） |
规律：匝比是初级/次级应力的折中——NPS 大（UC3842/ACF 的 6）次级成本低，NPS 小（AHB 的 2.83）次级要 200 V 管；65 W/20 V 档已进“SR 必配”区（肖特基 2 W 级损耗占去 3 个效率点）。
3.9 EMI 特征对比
| IC | 谱线形态 | 关键机制 | 滤波器影响 |
|---|---|---|---|
| UC3842 | 定频单谱线（±15% 散差） | 硬开关 dv/dt 大、无抖频 | 最大（定性） |
| NCP1342 | 25~150 kHz 滑动+抖动 | 谷底开通降 dv/dt；抖动版本选型 | 最轻（定性） |
| UCC28781 | 240 kHz~1 MHz 宽带 | 全 ZVS+23 kHz 大幅度抖动 | LC 小但频段拥挤 |
| XDPS2201 | 118~290 kHz 扫频+10% 抖频（高线） | 次级 ZCS 消反向恢复峰；低母线无抖频是最差点 | 轻，但要盯 90 VAC 点 |
| NCP1568 | 梳齿包络 200~840 kHz | 变频算法+自适应死区 | 按包络设计；迁移平台需重做认证 |
EMI 与频率的悖论：开关频率越高，滤波器 LC 越小——但前提是软开关把 dv/dt 消除。UC3842 的 110 kHz“低频好滤波”优势被硬开关尖谱与无抖动抵消；UCC28781 的 600 kHz“高频难滤波”劣势被全 ZVS 与 23 kHz 抖动弥补——决定 EMI 难度的不是频率本身，而是“频率×开关方式×扩频手段”三者的乘积（定性归纳）。
3.10 效率路径：谁消除了哪项损耗
| 损耗核算（65 W 口径） | UC3842 | NCP1342 | UCC28781 | XDPS2201 | NCP1568 |
|---|---|---|---|---|---|
| 硬开关开通/关断 | 全额承担（@497 V） | 低线免、高线半免（谷 1≈293 V） | 全免（ZVS） | 全免（两管 ZVS） | 全免（全工况 ZVS） |
| Coss 容性损耗 | 全额承担（½CV²f） | 谷底大幅减免 | 全免（回摆） | 全免 | 全免 |
| 漏感能量 | RCD 耗散 ≈2 W* | RCD 耗散 ≈0.7 W | SR 平台承接，大部入输出 | 进谐振腔传能 | 钳位回收进输出 |
| 次级整流 | 肖特基 ≈2.1 W* | 肖特基 ≈2 W（可 SR） | SR ≈0.3 W 级* | SR（ZCS） | SR ≈0.5 W 级 |
| 电流采样 | 0.73 W* | 0.38 W | ~0.4 W | 0.24 W | ~0.3 W |
| 待机常耗 | R_START 1.27 W（高线） | 免（片内 HV+X2） | 免（QS/XCD） | 免（HV 单元） | 免（HV 两段式） |
| 满载效率 | ~85%（DS 假设） | ≥88%（目标） | >93%（GaN 目标） | >93%（DS 标称） | 93.4~93.5%（60 W 实测） |
* 为本篇复算/量级估算。效率上限从 85% 到 93.5% 的 8.5 个点，就是这张表从左到右逐列“消除对应损耗”的总和——没有任何一颗 IC 靠“优化”越过架构的固有上限。
三条读表引申：① UC3842 列的每一个“承担项”都不是设计失误——1984 年的架构里根本没有“消除损耗”的器件选项（谷底检测、SR 驱动、高压启动电流源都还不存在）；② XDPS2201 的 RShunt 0.24 W 与 NCP1568 的钳位环流说明软开关拓扑也引入了新损耗项——消除损耗不等于零成本；③ 次级整流一行解释了为什么 65 W/20 V 档“没有不带 SR 的高效率方案”。
3.11 设计顺序对比：五条流程的“第一步”就不一样
| 拓扑 | 设计顺序 | 第一个定的量 | 顺序倒了的后果 |
|---|---|---|---|
| UC3842 | 频率 → 匝比（管子反推）→ 占空比 → 电感 → 电流 | f_SW | 频率未定则磁件/EMI 全部悬空（DS 十二步的第一步） |
| NCP1342 | 谷数+频率配对 → 联立解 Ipk/Lp → R_CS → ZCD/OPP | V_OR（定 Ipk/谷电压/应力三件事） | 先定 Lp 再配谷数→返工（QR 闭式是联立解） |
| UCC28781 | 匝比夹逼 → LM（最低频率反推）→ RCS（OPP 反推）→ 编程电阻族 | NPS（折中） | RCS 按满载而非 OPP 反推→保护点错位 |
| XDPS2201 | 匝比（可调性约束）→ Lm（t_TRANSnom 反推）→ RShunt（式 17 一次算定）→ UART 配置 | N<Vin(min)/Vout | 照搬反激匝比→低线 D>1 失调节（§7 误用案例） |
| NCP1568 | 匝比 → 四电阻一电容（RT/DTH/ATH/R_CS/CVCC）→ 钳位网络 | RT 频率下限 | RT 当工作频率设→全盘错位（§7 误用案例） |
观察：从左到右，“设计自由度”逐步从功率级移交到控制器配置——UC3842 的设计几乎全在功率级，XDPS2201 的设计一半在配置表里。这是“模拟→数字”代际迁移在流程上的投影。
4. 控制与系统对比
4.1 待机/轻载路线
| IC | 轻载模式链 | 待机（输入侧） | 关键数字 |
|---|---|---|---|
| UC3842 | 无（定频直到底；UVLO 迟滞是启动保护不是轻载模式） | 高线 ≥1.4 W、低线 ≈0.3 W（本篇复算） | R_START 高线常耗 1.27 W+IC 11 mA——结构出局 |
| NCP1342 | 谷 1~6（VLO 锁谷）→ 频率折返钳 25 kHz → MPCM → Quiet-Skip（≤800 Hz） | <30 mW（DS 标称） | 跳模式 ICC 0.23 mA；X2 放电片内（省去 ≈158 mW） |
| UCC28781 | AAM→ABM→LPM→SBP1→SBP2 五段+生存模式 | 42 mW（EVM 实测 230 VAC） | SBP 突发频率保底 24.5 kHz（可闻噪声外） |
| XDPS2201 | CRM→ZV-RVS（跳谷 ≤10）→ 突发（4% 进/15% 出，快退出 1.82 V） | <75 mW（DS 标称） | 睡眠 0.7 mA；帧内 ≈2.5 A 包络，Cout 按帧算 |
| NCP1568 | ACF→DCM→折返→30 kHz 钳位→静音跳周期 | <30 mW（DS 特性口径） | DTH/ATH 两电阻定切换点 |
待机的三项常耗与谁消除了它（机理层，数字出处：QR 横评、各 IC 00/02 篇）：
| 常耗项 | 量级（264 VAC 口径） | UC3842 | 现代四家 |
|---|---|---|---|
| 启动电阻 | (373−16)²/100 k≈1.27 W | 全额承担（且要 1 W 级电阻×2） | 片内 600/700 V HV 启动电流源，工作后关断（漏流 µA 级） |
| X2 放电电阻 | ≈158 mW | 全额承担（安规要求 <1 s 放电） | 片内 X2 放电（NCP1342/XDPS2201）或有源 XCD（UCC28781） |
| 控制器待机电流 | 11 mA×12 V≈0.13 W（UC3842 工作态） | 全额承担（无跳模式） | 跳/突发态 0.23~0.7 mA |
UC3842 能否改造后满足 <100 mW？启动电阻可切离（继电器/耗尽型管，业界有做法）、待机可外加打嗝锁存——但三项常耗全要外加电路，复杂度与成本反超直接用现代 QR；这解释了为什么低成本待机方案的市场答案是“换 IC”而不是“改电路”。
4.2 瞬态响应（DRE 类）
- UC3842：f_BW≈1.8 kHz（f_RHPz/4，本篇复算）——CCM 反激 RHP 零点固有限制；跌落 ΔV≈I_step/(2π·f_c·C_OUT)，只能加大 C_OUT（≈1000 µF 级）。
- NCP1342：1~3 kHz（库内）；环路带宽必须 ≪ 抖动频率——抖动版本在环路设计前就要定，选错版本瞬态性能变差。
- UCC28781：5~10 kHz（f_SW 频率下限 240 kHz 给出余量）；ω_OPTO≈2.8 kHz 是上限，要靠近它需 RDIFF/CDIFF；EVM 验收 0↔满载 ≤±1000 mVpp。
- XDPS2201：控制律 Iout=½N(IMAGpos+IMAGneg) 与 Vin/Vout 解耦 → 环路近似一阶、RHP 约束缓和（库内推断）；PD 瞬态靠快退出阈值+OCP1max 160% 限时补电。
- NCP1568：f_c≈20 kHz 起步（f_SW/10）；EVM 验收 0.1↔3 A@150 mA/ms，C_OUT 实装 1.03 mF。
- 共性结论：软开关拓扑的带宽优势来自高频化把 RHP 零点推远，不是消除了它——反激的 RHP 固有限制仍在（XDPS2201 的“缓和”是退磁时序主导所致，库内推断）。
4.3 保护完备度
| IC | 评级 | 亮点 | 缺口 |
|---|---|---|---|
| UC3842 | ★ | 逐周期限流（1 V 阈值）+UVLO | OVP/OTP/OPP 全外置；无 Brown-out/X2 放电 |
| NCP1342 | ★★★ | 三层电流保护（0.8/1.2 V/160 ms）+Fault 脚（NTC OTP+输出 OVP）+Brown-out+X2 放电 | OVP 靠外围稳压管方案 |
| UCC28781 | ★★★★ | OVP/IOVP/OCP/OPP/SCP/三种 OTP/引脚开短路，全部自动恢复 1.5 s | 保护动作点全在片内，不可配 |
| XDPS2201 | ★★★★ | OCP 三级渐近（125%/140%/160%）+OCP2 600 mV 不消隐锁存+输入四级保护+看门狗+容差等级体系 | 依赖 UART 配置才成立 |
| NCP1568 | ★★★★ | 计量型 OCP（计数 5 k 次，滤单次毛刺）+OPP 线补偿（188 nS）+限流随频率自动下调 | 部分后缀有 EOL 风险（核实表 §17） |
4.4 调试难度（模拟补偿 vs 数字配置）
- UC3842——手工最难、资料最全：TL431+光耦三段补偿、斜坡补偿、限流裕量全靠手算；40 年排障文档（库内 04 篇十陷阱）是唯一的有利条件。
- NCP1342——模拟里的“免配置”方案：无环路配置项，ZCD/OPP 三电阻两侧均需校核（≥8 V 且 −250 mV）是主要手工工作；轻载由芯片级策略处理。
- UCC28781——编程脚最多、ZVS 最省心：8 个编程脚+五段模式门限族要逐个代入；但死区/SR 窗口上电自学习（≈15 周期锁定），把最难调的时序变成“上电自动获知”；系统级联调（隔离驱动器+SR 时序）对新手难度仍然很高。
- XDPS2201——数字电源的全套责任：UART+.dp Vision 配置、容差等级体系是量产特征；产线没工具就是“即焊不可用”；漏感散差 ±15% 直接写进 ZVS 裕量；半桥直通防护归用户。
- NCP1568——四电阻参数化配置：RT/DTH/ATH/R_CS 全部“编程”行为；DTH/ATH 放在效率曲线交点两侧要扫负载实测；ZVS 由闭环保障，无需手调死区。
4.5 宽输出（PD 5/9/15/20 V 五档）支持能力
统一规格包含五档输出，各 IC 的应对方式差异很大——这一维度在单电压设计里看不见，在 PD 里是分水岭：
| IC | 宽输出机制 | 低压档代价 | 库内证据 |
|---|---|---|---|
| UC3842 | 常规 TL431 分压，宽输出无特殊支持 | 5 V 档电流数倍于 20 V 档，肖特基/绕组按最坏档设计 | 定性 |
| NCP1342 | 常规 TL431+光耦；匝比按 20 V 定 | 5 V 档次级峰值电流 =NPS×Ipk 放大，纹波与 SR 相对损耗升 | 定性 |
| UCC28781 | 输出电压感知双机制：LV 模式（VVS 2.49 V ↔ 输出 ≈12.4 V 分界，5/9 V 档自动进入：抖动幅度减半、低 OPP 曲线）+ IPC 接 CS | 低压档纹波/效率/OPP 靠 LV 模式保障 | UCC28781/03 步骤 7 |
| XDPS2201 | 5~20 V 连续调压原生：控制律 Iout 与 Vin/Vout 解耦+触发式 ZV-RVS/Vout 补偿——PD 宽调压是它的设计原点 | 辅助绕组/ZCD 分压按 VZCDnom 锚定，改档全表平移 | XDPS2201/03 步骤 7/16 |
| NCP1568 | FB-负载映射+DTH/ATH 门限跨五档 | EVM 实测 5 V 档满载 90.9% vs 20 V 档 93.5%——低压档固定损耗+SR 相对效率是全拓扑共性 | NCP1568/03 §6 |
结论：把“PD 宽调压”列为一级需求时，XDPS2201（原生）与 UCC28781（LV 模式）有结构性优势；NCP1568 有五档实测数据背书；UC3842/NCP1342 做 PD 要接受低压档效率与动态的折损。
4.6 启动/输入侧系统功能对比
| 系统功能 | UC3842 | NCP1342 | UCC28781 | XDPS2201 | NCP1568 |
|---|---|---|---|---|---|
| 高压启动 | R_START 100 kΩ（外部，常耗） | HV 脚 3.75 mA（片内） | QS 耗尽型管（兼 ZVS 检测） | 600 V HV 单元（bang-bang 四场景） | HV 两段式 0.54→3.67 mA |
| 启动时间 | 1.6 s（CVCC 120 µF 充电） | 0.44 s（CVCC 100 µF） | ≈85 ms 量级（库内推算） | 数 ms 级（CVCC 22~47 µF） | 60 ms 计入 PD 认证预算 |
| X2 放电 | 无（外接放电电阻） | 片内（100 ms 判定+32 ms 突发） | XCD 有源放电（2 mA，放空 1 µF） | — （按输入保护架构处理） | — |
| Brown-out | 无 | 112/98 V（70 ms 消隐） | brown-in 编程（本库例 75 Vac） | VS 四阈值（吸合/慢掉电/快掉电/过压） | 113/98 V（396 ms 判定） |
| VCC 架构 | 16/10 V UVLO，6 V 迟滞 | 17/9 V，28 V OVP | 17/10.6 V，生存模式 13 V | 20.5/8.4 V，突发唤醒 10.5 V | 15.2/9.0 V，27.8 V OVP |
| 输入过压保护 | 无 | 无（Fault 侧 OVP） | VS 脚 OVP 反射检测 | 有（2.270 V×kRvs≈382 V 母线） | 无（FLT 侧） |
读法：输入侧功能的集成度差距比控制功能更大——UC3842 的三行“无”意味着三套外围电路；XDPS2201 的输入四级保护+容差等级是数字平台的独有方法；UCC28781 的 brown-in 可编程（RVS1 定 75 Vac）是五档输出适配器的实用细节。
5. 五拓扑对比总表
| 维度 | UC3842 | NCP1342 | UCC28781 | XDPS2201 | NCP1568 |
|---|---|---|---|---|---|
| 拓扑 | 定频 CCM 反激 | QR 反激 | 单开关 ZVS 反激 | AHB 混合反激 | ACF |
| 初级器件 | 650 V Si ×1 | 650 V Si ×1 | 650 V GaN ×1 | 600~650 V 超结 ×2 | 600 V 超结 ×2 |
| I_pk / I_RMS | 1.83 / 1.30 A* | 3.44 / 1.38 A | 3.5 / 1.45 A* | 2.70 / 1.6 A | 2.2 / 0.9 A*（60 W） |
| Lm / 磁芯 | 1.2 mH / RM10 级（定性） | 180 µH / RM8 级 | 47 µH / RM8 | 69 µH / 最小档 | 120 µH / RM8LP |
| 满载效率 | ~85%（DS 假设） | ≥88% 目标 | >93%（GaN 目标；60 W Si EVM 93.36%） | >93%（DS 标称） | 93.4~93.5%（60 W 实测） |
| 待机（高线） | ≥1.4 W ✗* | <30 mW ✓ | 42 mW ✓（EVM） | <75 mW ✓ | <30 mW ✓ |
| 带宽（f_c） | ≈1.8 kHz* | 1~3 kHz | 5~10 kHz | 一阶环+快退出 | ≈20 kHz 起步 |
| BOM 档次 | IC 最低/外围最多（启动电阻、斜坡网络、光耦 431；SR 另配） | 低（单 IC 集成启动/放电） | 高（+隔离驱动器；省 SR 控制器） | 中高（驱动内置；两管+Cr 薄膜） | 最高（主控+半桥驱动+SR 控制+基准 4 颗 IC） |
| EMI 难度 | 高（定频硬开关最尖谱线） | 低~中 | 中（频段拥挤） | 低~中（盯低母线点） | 中（包络设计+认证重做） |
| 调试难度 | 中（手工整定但资料最全） | 低 | 高（编程脚+系统联调） | 高（数字流程+磁件散差） | 中（四电阻+ZVS 自动） |
| 典型场景 | 学习/维修/工业辅助/不考核待机的离线电源 | 30~100 W 适配器量产主力 | 65~100 W GaN 高密度 PD 旗舰 | 65~75 W 数字高密度（>20 W/in³） | 30~100 W PD，官方 EVM 快速落地 |
* 本篇复算。三档评级的判据：BOM 按 IC 数量+外围复杂度；EMI 按谱线尖锐度与滤波器体积；调试按手工计算量与产线依赖。
6. 决策树
图：按判断顺序逐层收敛的选型决策树。左侧分支是“到此为止”的结论（直接选定该 IC），右侧分支是“继续往下问”。四层判断依次为：待机指标 → 体积/功率密度敏感度 → GaN 可用性 → 团队与产线能力；图底部补充了开发周期红线（Q4）的处理原则。
反查锚点：预算极紧但待机必须达标——NCP1342 是唯一解（待机三项常耗全靠片内集成，QR 横评）；要 PD 宽调压（5~20 V 连续）——XDPS2201 的控制律解耦是正解，ACF/ZVSF 靠模式切换适配（UCC28781 的 LV 模式分界 ≈12.4 V 自动允许 5/9 V 档进入）。
Q5 补充（GaN 错配提醒）：GaN 需避免与拓扑错配——GaN 上 QR 仅在 100~300 kHz 有局部收益（QR 横评），采用 GaN 却不上全 ZVS 架构（UCC28781/XDPS2201）等于白白付出器件差价；反过来 UCC28781 的 SET 脚保留了 Si 后备方案，GaN 断供时平台可平滑回落。
7. 误用案例（错配场景）
UC3842
- 65 W PD 强行使用 UC3842——三项核算当场超标：待机高线 ≥1.4 W 过不了任何能效法规；肖特基 2.1 W+RCD 2 W+R_START 1.27 W 把效率限制在 ~85%；1.8 kHz 带宽无法承受 PD 负载阶跃（本篇复算）。正确路线：65 W PD 从 NCP1342 起步。
- 拿 3844/3845（50% 档）做低线设计：复算例 D_MAX=0.62>50%，50% 钳位直接使低线满载失稳；即便选对 3842 档，D>50% 不装斜坡补偿→次谐波振荡（奇偶拍）。出处：UC3842/03 §3.4。
NCP1342
- 8 脚版高线轻载频率失控：无 FMAX 钳位，高线满载已 148 kHz、负载减轻继续上升（200 kHz+）——变压器损耗与 EMI 按最坏值设计等于白白损失成本。要频谱规划就选 9 脚版（R_FMAX=174 kΩ 钳 150 kHz）。出处：NCP1342/03 步骤 7。
- 抖动版本与环路相互矛盾：误选 1.3 kHz 抖动版又把环路做到 1 kHz——带宽必须 ≪ 抖动频率，瞬态响应明显变差。出处：NCP1342/03 §6。
- 不装 OPP 补偿的高线过功率：限流能力 P=½Lp·Ipk²·fsw 在高线天然放大——无补偿时高线最大功率可达低线的 ~4 倍（本库推导：89 W vs 80 W 是补偿后，不补偿直上 ~140 W），高线时可能损坏接入的设备。非耗散 OPP 三电阻是必装项。出处：NCP1342/03 步骤 5。
UCC28781
- 没有 GaN 硬按 GaN 档设计：SET 脚不切 Si 档，死区系数/阈值全错——Si 管 Coss 大、换向慢，tZ(MIN) 要 302 ns 而非 167 ns，失去 ZVS 后效率反而不如 QR。出处：UCC28781/03 §4.5（SET/RTZ/RDM 三处代际差异）。
- 按 250 kHz“定频思维”设计后级：TM 频率上不封顶（高线 600 kHz、半载 ≈1 MHz），磁芯材料按 ≤250 kHz 选（3C97 级）→ 高线磁损超出预期；EMI 滤波器截止同样要按上限设计。出处：UCC28781/03 步骤 3/5。
XDPS2201
- 匝比照搬反激习惯 N≈5：AHB 充电段电压是 Vin−V_Cr，低线 D=100/90>1 物理上无解——低母线满载输出无法达到 20 V。必须 N<Vin(min)/Vout（65 W 例 N=2.83）。出处：AHB 横评场景一。
- 把“ZVS 是伺服的”当“磁件随便绕”：漏感散差超出 ±15%、ZCD 走线拾扰 → 伺服目标失真，高母线轻载时管子温度偏高。另：SR 最小导通时间 >t_ZVSmin=600 ns 是直通炸管级红线。出处：AHB 横评场景二/三。
NCP1568
- 拿 UCC2897A 思维用 RT：RT 定的是 ACF 频率下限（200 kHz），不是工作频率——按“RT=工作频率”整定磁件与环路全盘错位。出处：NCP1568 README 精炼要点。
- EMI 滤波器按“定频一根谱线”设计：变频梳齿包络（200~840 kHz）易从滤波器中泄漏通过；存量定频平台迁移到变频拓扑必须重做 EMI 认证。出处：NCP1568/README、核实表 §19。
- ADRV 信号级直驱大栅荷钳位管：65 mA 拉灌仅能驱动 Qg≲15 nC 的小管，大栅荷管沿速度不够→ZVS 窗口错失；60 W/450 kHz 量级必须外配 NCP51530 级驱动器。出处：NCP1568/03 步骤 10。
- “ACF 无 GaN”的短板所在：短板不在效率——EVM 用 Si 超结照样实测 93.4~93.5%；短板在密度与生命周期：600 V 超结 Coss 大，维持 ZVS 要更大的负电流储备/更低频率→磁件受损失，GaN 才能把 ACF 推上 450 kHz+；另外部分后缀有 EOL 讯息，量产前必须核对生命周期（核实表 §17、§20 模式 6）。正确做法：Si 超结 + NCP1568 是“93% 级效率、不求极致密度”的稳妥组合；要极致密度 → GaN + UCC28781。
8. 精炼要点
| 要点 | 数字 | 简述 |
|---|---|---|
| 电压应力不分化 | 五家初级平台 477~507 V | 拓扑改写的是电流与损耗，不是电压 |
| 电流应力分化 | Ipk 1.83~3.5 A、Irms 0.9~1.6 A | CCM 低峰值 vs 低匝比大电流 vs 高频 CCM 双优 |
| 变压器 25 倍 | 1.2 mH → 47 µH | 频率（110→250 kHz）+软开关是唯一杠杆 |
| 效率 8.5 个点 | 85% → 93.5% | 每个点对应一项被“消除”的损耗 |
| 待机一票否决 | ≥1.4 W vs 30~75 mW | <100 mW 线把 UC3842 筛出适配器市场 |
| 漏感三终局 | 耗散 2 W / 耗散 0.7 W / 回收 | RCD→QR→SR 平台→谐振腔→钳位电容，逐级消除 |
| 带宽固有限制 | 1.8 kHz → 20 kHz | RHP 零点没消失，是被高频推远了 |
| SR 已成必配 | 100 V/150 V/200 V 三档 | 匝比跷跷板决定 SR 耐压档位 |
| 复杂度同向递增 | 1 颗 → 4 颗 IC | 效率每进一步，外围/调试/磁件管控加一层 |
| 选型一问收口 | “愿意为消除哪几项损耗付出多少复杂度” | 成本→NCP1342；密度→UCC28781/XDPS2201；求稳→NCP1568 |
收尾声明：本篇为对比文档，不替代五颗 IC 各自的五件套——所有公式的适用条件、min/max 散差与保护状态机请回到对应 00_规格书全译 与 03_典型应用与设计计算；本篇复算值换规格即失效（教学口径）；库内推算值沿用原篇的“待核实/待复核”状态（见 待核实与推断总表.md 对应条目）。
上一级：04_开关电源