开关电源知识库

环路实测与整定流程 —— 从“设计给 60°”到“实测 60°”：波特图测量、配套组合判读与整定闭环

定位：库内环路体系的分工——03_环路补偿与TL431光耦讲“怎么设计”（II/III 型补偿器、TL431 整定）、01_控制原理通识讲“为什么”（传递函数、相位裕量理论）、TL431/光耦两份 Basso 全译是“原厂权威展开”。本篇补上最后一块：怎么用仪器实测环路（波特图测量），并把“设计→整定→实测→诊断”串成一条完整流程。主源是 TI 应用笔记 AN-1889（SNVA364《How to Measure the Loop Transfer Function of Power Supplies》，9 页环路测量圣经）；库内实测锚点取 NCP1680 300 W EVM（8~11 Hz/70°/>14 dB，EVBUM2822 口径）与 UC3842 官方例（fc≈1.8 kHz/PM≈67°，DS 口径）。

分级口径：TI AN-1889 的内容一律标“TI AN-1889”；库内实测数据标出处（EVBUM2822／AND8327／UC3842 DS）；本库推导标「本库复算/待核实」；教科书通识（返回比、时域-频域对应）标口径，不指向某家手册。严禁编造——AND8327 实机波特图未给出的数值一律不补。

本教程总结

  1. 实测的全部目的只有要点：证明“设计给 60°”的那张纸，在真板子上真的还有 60°。光耦 CTR 三层散差（档位×温漂×老化）合计 5~6 倍、电解 ESR 随寿命漂移、光耦极点随上拉电阻走——每一项都能让 fc 上漂、PM 下降。设计是算，实测是判，量产前最后一道关卡。
  2. 环路增益测量的本质：在环内某点注入小扰动，测它绕环一周回来变粗多少（|T|）、挪歪多少（∠T）。注入电阻法（1~20 Ω）比“彻底断开环路”好的全部理由，是它用一只远小于反馈阻抗的小电阻把工作点保住——不破坏直流偏置，只在交流上“撕开一道口子”（TI AN-1889 的 20 Ω 与库内/EVBUM2822 的 1 Ω 是同一思想的两档取值）。
  3. 判读配套组合：穿越频率 fc（|T|=0 dB）看带宽、相位裕量 PM（fc 处离 −180° 多远）看稳不稳、增益裕量 GM（相位到 −180° 处离 0 dB 多远）作为最后保障。NCP1680 EVM 报 8~11 Hz/70°/>14 dB 不是随便测出来的：PFC 电压环是 THD 的核算要求，必须慢（设计 5~10 Hz），快瞬态交给 DRE 事件通道。
  4. 整定是闭环：测开环→对比目标→改补偿元件→重测→阶跃负载确认，一步测、一步改、步步留记录。UC3842 官方例（fc=1.77 kHz、PM 66°~67°）就是这条线走完的样板——先算功率级 −19.55 dB/−58°，再摆 II 型元件，最后 1 Ω 注入实测闭环。
  5. 没有网络分析仪也能干：信号发生器+示波器手动扫频找 0 dB 交叉（TI AN-1889 的本意），或阶跃负载看“过冲次数+恢复时间+跌落核对”（时域-频域联系，PM 45°≈超调 30% 的经验对应）。土办法看不出 GM、分不清“PM 差”和“增益过高”，量产定型前仍要扫一次波特图。

1. 为什么要实测：纸上设计与实物的差距

1.1 类比先行

设计环路像按乐谱排演，实测像上台演出前的最后一次彩排。乐谱（功率级波特图、零极点表）写的是理想情况；真板子上光耦、电解电容、PCB 走线都有自己的“脾气”——不实听一遍，你不知道演出来的是 60° 还是 20°。

1.2 纸上与实物的差距从哪里来（原理）

补偿元件是按“标称值”算的，实物是一批带散差的元件。库内已算清的四项核算（出处：03_环路补偿与TL431光耦 §4.3/§4.5/§8，UC3842/04 陷阱 6）：

差距来源 量级 对环路的影响
光耦 CTR 散差 档位×温漂×老化，两端差 5~6 倍（最低档×寿命末期×低温 ≈35% 标称，最高档×高温×新机 ≈220% 标称） 环路增益直接乘 CTR（$G_{OPTO}=\mathrm{CTR}\cdot R_{OPTO}/R_{LED}$，UC3842 DS 式 56 口径）→ fc 漂移 6 倍量级
输出电容 ESR 电解老化 ESR 升（寿命末期 2 倍量级）；换低 ESR 固态一次跳 10 kHz 级 ESR 零点 $f_{ESRz}=1/(2\pi\,\mathrm{ESR}\,C_{OUT})$ 移动，fc 附近相位提升 ±46°（UC3842 例）消失
光耦寄生极点 上拉 20 kΩ×5 nF ≈ 1.6 kHz，正落典型带宽中央 fc 处 −45°，占去三分之一的相位裕量（03_环路补偿与TL431光耦 §4.5 账 B）
PCB 杂散/高阻走线 长走线杂散电容 + 高阻节点 补偿零极点位置被拖偏，实测与计算 Bode 对不上（UC3842/04 篇布局表口径）

还有两类设计阶段无法预测的东西：控制器内部的采样延迟、PWM 比较器延迟（数字方案一拍延迟在 fc 处吃 $360^{\circ}\times f_c/f_{sw}$，01_控制原理通识 §7.3），以及注入点本身对测量的污染——这些只有上了台架才知道。

1.3 “设计给 60°，实测 20°”为什么可能（本库复算）

拿库内 UC3842 例把核算做到底（数字出处：UC3842/03 §3.12/§3.13、01_控制原理通识 §5.3，本库复算）：

① 设计时按标称算好：fc=1.77 kHz，功率级 @fc = −58°，补偿器把总相位抬到 −114° → PM≈66°
② 量产时光耦进了一批 CTR 高档（B 档混入 D 档）：环路增益 ×2~×4。
③ 环路是积分型主导（TND381 口径：|G(fc)|=fpo/fc，即 fc∝G0），增益×2 意味着 fc 上漂 √2~2 倍
   → fc 从 1.77 kHz 漂到 3.5~5 kHz。
④ 在 5 kHz 处重算功率级相位（UC3842 例，fRHPz=7.07 kHz）：
   主导极点项 −atan(5000/40)≈−89.5°；ESR 零点 +atan(5000/1680)≈+71°；
   RHP 零点 −atan(5000/7070)≈−35.3°（设计点在 1.77 kHz 处只有 −14°）；
   合计功率级相位从 −58° 恶化到约 −54°+…≈ −54°~−70°（RHPz 那 −21° 是新增的债）。
⑤ 再叠加光耦极点没算进预算（20 kΩ 上拉 1.6 kHz，fc 处 −45°，[[04-开关电源知识库/10_基础理论/03_控制理论/03_环路补偿与TL431光耦|环路补偿与TL431光耦]] §8.4 陷阱）：
   总相位 ≈ −150°~−160° → PM ≈ 20°~30°——阶跃振铃 2~3 个周期，就是现场看到的"批次性振荡"。

结论要点：fc 是相位差的放大器——设计算好的是一个点，散差把它推着走，PM 是按 dB 缩水的。±30% 的 fc 偏差在积分型环路上是家常便饭，这也是为什么实测验收口径是“fc≈设计值 ±30%、PM>45° 全角落”（UC3842/04 篇量产验收表口径）。

1.4 实测是量产前最后一道关卡

设计文档写得再漂亮，出厂参数正常也不等于角落工况安全（UC3842/04 篇“量产三必测”口径：频率全域／短路打嗝温升／环路角落）。环路这一环节的具体内容：

① 高/低输入线 × 满载/半载/临界载：fc、PM、GM 六点表（fc 漂移量反映功率级增益散差）
② 最坏角落：CTR 最低档×寿命末期×低温 + COUT 容差 −20% → PM 仍 >45°；
    CTR 最高档×高温 → fc 不越上限（UC3842 DS 全容差角落复验口径，DS §8.2.2.10）
③ 老化抽验：高温满载 100 h 后 CTR 漂移复测环路，指标仍在角落内（UC3842/04 篇口径）

常见陷阱：只测常温满载一个点就签字放行——轻载 DCM/跳模式环特性不同、低线满载才是 RHP 零点最坏点，这两处恰恰最容易出问题（03_环路补偿与TL431光耦 §2.4/§8.3 口径）。

2. 测量原理：注入信号法

2.1 环路增益测量的本质（教科书通识 + TI AN-1889）

一个负反馈环路的稳定性由环路增益 $T(s)=G_{pw}(s)\cdot G_c(s)$ 决定（功率级×补偿器）。T 是频域量，怎么用仪器把它“钓”出来？答案：在环内某点注入一个已知小扰动，测它绕环一圈回到出发点时变了多少——幅度之比就是 $\vert T \vert$，相位之差就是 $\angle T$。这正是 TI AN-1889 的全部内容：“在电源环路里找一个点，注入小信号，同时测进入环路和离开环路的信号”（TI AN-1889，Step 1）。

类比：往环形跑道放一只速度已知的小车，等它跑完一圈看它变快/变慢（增益）了多少、方向偏了（相位）多少——一圈下来车的变化就是这条跑道的“性格”。

2.2 为什么注入电阻法比断开环路法好（原理）

最直觉的测法是把反馈网络拔掉、开环测——但开环后静态工作点全变了：误差放大器被推出线性区、占空比顶满或跌死、输出失控，测出来的根本不是“在真实运行点上”的小信号模型。

注入法的巧妙之处：只用一只远小于反馈阻抗的小电阻（1~20 Ω）在反馈路径上“撕一道交流口子”，直流工作点几乎不动。TI AN-1889 明确说 20 Ω 注入电阻“对调整好的输出电压影响可忽略”（TI AN-1889，Step 1）——因为分压网络是 kΩ 级，20 Ω 相对它只是 1% 量级。环路保持闭合、输出仍在调节，供电安全、测量可在线进行（量产友好）。

2.3 注入点的选择原则（低阻抗、单方向）

注入点不是随便选的，两条硬性判据（TI AN-1889 Step 1 + AND8327 引用 Middlebrook 的口径）：

  1. 一侧低阻抗、一侧高阻抗——TI AN-1889 原话：“好的注入点，节点一侧应为高阻抗、另一侧应为低阻抗”（TI AN-1889，Step 1）；Basso 的表述是“交流激励必须注入在低阻节点（电源输出侧）与高阻节点（控制侧）之间”（AND8327 §7 引用 Middlebrook 文献 [3]）。通常这个点就是高侧反馈电阻上方：输出节点阻抗低（电压源性质），反馈分压路径阻抗高。
  2. 注入信号只能单向传播（“单方向”）：两侧阻抗比 >10:1 时信号才纯净，注入信号不会被低阻节点“短路吸收”。

反面教材（03_环路补偿与TL431光耦 §7.4 陷阱）：把注入电阻串在光耦输出与 Comp 之间——两侧都是低阻节点，注入信号被当场旁路，波特图信噪比稀烂，还以为是环路病。AND8327 还给了实证：在光耦输出与 FB 引脚之间注入，因为 FB 引脚内部分压把输入阻抗拉到 5 kΩ、光耦输出阻抗又高，测出来低频段增益出平台、高频段相位回升，完全不可读（AND8327 §7）——必须加一级 NPN 射随缓冲器把阻抗比扳回来，或者干脆换到次级侧注入。

2.4 返回比推导：测出来的是什么（教科书通识/本库复算）

注入后测的是什么、和 T 是什么关系，推一遍（教科书通识，本库复算）：

设定：注入电阻串在反馈路径上，注入源经隔离变压器在电阻两端加 V_inj。
      A 探针 = 注入信号"进入环路"的一端；B 探针 = 信号"绕环返回"的一端。
① 设环路的完整正向传递（从 A 端经功率级+补偿器绕回 B 端，含负反馈反相）为 T：
      B = T · A
② 注入源与环路串联（KVL，A 端电压 = 注入源 + 返回电压）：
      A = V_inj + B = V_inj + T·A  →  A(1 − T) = V_inj  →  A = V_inj/(1−T)
③ 于是：
      B/A = T

结论：网络分析仪算的两通道之比 20log10(B/A) 直接就是环路增益 T 的幅相——不需要任何折算。T 里已包含负反馈的反相（低频时 ∠T≈−180°），所以振荡判据就是库内早已写好的巴克豪森条件 $\vert T \vert =1$ 且 $\angle T=-180^{\circ}$（01_控制原理通识 §5.1）。T 到手后，闭环的一切都从它来：扰动抑制 $S=1/(1+T)$、输出阻抗、阶跃响应——测一个 T，全都有了。

TI AN-1889 给的是比值换算表：$dB = 20\log_{10}(A/B)$，−20 dB=0.1 倍、0 dB=1 倍、20 dB=10 倍（TI AN-1889，Table 1）。注意它与上面 $20\log_{10}(B/A)$ 只是取比值正负的习惯不同——判稳看的是相角差和0 dB 交叉点，符号约定不影响结论。

常见陷阱：

3. 设备与方法

3.1 网络分析仪 vs 示波器+信号发生器+FFT

方案 原理 优点 代价
网络分析仪（频率响应模式） 自动扫频，逐点注入、即时算 $\vert B/A \vert$ 与 $\angle B-\angle A$，直接出波特图 快、准、全频段；TI AN-1889 说“波特图理想上用网络分析仪测”（TI AN-1889，Introduction） 贵；需要带隔离注入变压器
信号发生器+示波器（TI AN-1889 的本意） 手动逐频点调正弦，读两通道幅值比与相位差，点成波特图 几乎每间实验室都有 慢；大/小增益处读数困难（±30 dB 以上只能定性，TI AN-1889，Step 7）
示波器 FFT 注入后对两通道做 FFT 取幅相 单次捕获多频率 分辨率/动态范围有限，噪声敏感（业界经验，非 TI 原文）

库内实测锚点用的就是第一种：NCP1680 EVB“配合带隔离注入变压器的网络分析仪测量 EVB 的环路响应”（EVBUM2822/D 口径），主板预留 1 Ω 注入电阻和测试点 TP14（VOUT）/TP7（VOUT_SNS）。

3.2 1 Ω 注入电阻怎么串（三场景）

共同原则：注入电阻必须串在“低阻节点→高阻节点”之间，两侧阻抗比 >10:1。具体落点按环路形态分三种：

  1. 光耦环路（隔离反激的主场景）——从次级侧注入：在输出电压与反馈分压网络之间串 1~20 Ω。TI AN-1889 的做法是在高侧反馈电阻上方断开铜皮、焊入一只 20 Ω（TI AN-1889，Step 1）；库内教程的口径是反馈路径上 1 Ω、放在分压下臂与上臂之间（03_环路补偿与TL431光耦 §7.2）；AND8327 实机用 33 Ω+隔离装置（AND8327 §6）。为什么都选次级侧：快路径（Rled 直通）和慢路径（分压积分）共用同一个入口，一次注入两条路径同时被扫（AND8327 §3），而且全部测量局限在隔离的次级侧，不碰初级高压（AND8327 §6）。
  2. TL431 阴极注入——TL431 阴极是低阻节点，直接串电阻注入效果差；Basso 的完整做法是用叠加法分路径测：快路径用外部直流源偏置、交流只扫慢路径，然后反过来（AND8327 §4/§6，图 14/16）。这一步的实操难点：TL431 开环增益很高、对外部偏置很敏感，偏置点手动微调困难（AND8327 §3）；快路径扫频时慢路径被交流解耦，务必小心输出失控（AND8327 §6 原文警告）。库内简版（03_环路补偿与TL431光耦 §7.2 口径）：只在分压路径串 1 Ω 整体注入，两条路径一起测——对验收够用，对建模要分路径。
  3. 误差放大器输出（非隔离，初级侧调节）——注入点选在 EA 输出（Comp）与 PWM 比较器输入之间，或按 TI AN-1889 图 6 的接法：把测量通道改接到补偿脚，测的是不含补偿网络的功率级（plant）传递函数，用来选补偿元件（TI AN-1889，Step 9）。

3.3 探头与共地问题

TI AN-1889 对示波器档位的全套要求（TI AN-1889，Step 4~5）：两只等衰减的校准探头（简化换算）、AC 耦合、开带宽限制滤掉开关噪声、最好用第三通道挂在信号发生器上触发（避免直接触 A/B 通道被开关噪声干扰）。机械上：注入线用两英寸绞合线对降低噪声拾取，两只探头地夹接板上同一个地（TI AN-1889，Step 1/5）。

隔离/差分探头的要点（EVBUM2822 + 通用工程口径）：

常见陷阱：用 10× 探头但只校准了 1×；两个通道量程不一致；带宽限制没开导致满屏开关纹波、正弦波读数全是毛刺——这些不是环路的问题，是测量台架的问题，却会被误判成“环路不稳”。

4. 配套组合判读：穿越频率、相位裕量、增益裕量

4.1 三个量是什么（一句回顾，详细定义见01_控制原理通识 §5.2）

4.2 一个测量截图怎么读（操作步骤）

拿到一张实测波特图（或 TI AN-1889 的示波器两通道图），按顺序读四步：

① 找增益曲线穿 0 dB 的频率 → fc。
   （示波器版：把信号发生器调到两通道幅度相等的那一点，就是 0 dB 交叉，TI AN-1889，Step 6）
② 在 fc 处读相位曲线 → PM = 180° + ∠T(fc)。
   （示波器版：同一点两通道的相位差就是 PM，TI AN-1889，Step 6）
③ 沿相位曲线找到 −180° 处，读该点增益低于 0 dB 的 dB 数 → GM。
④ 看 fc 处增益斜率：−20 dB/dec 安全、−40 警惕、−60 必振（[[04-开关电源知识库/10_基础理论/03_控制理论/01_控制原理通识|控制原理通识]] §4.4）。

判据（TI AN-1889 Step 8 的口径：“保守设计下相位裕量至少 45~50°，越多越好”——TI AN-1889）：

PM 判定
<0° 等幅/发散振荡，立即停手
30~45° 实验室边缘，不量产
45~60° 测试线起步、量产最低线
60~70° 量产推荐区

4.3 为什么 NCP1680 EVM 报“8~11 Hz、70°、>14 dB”（EVBUM2822 口径）

PFC 电压环慢到个位数 Hz 不是技术落后，是 THD 的核算（03_环路补偿与TL431光耦 §6.2，本库推导）：

① PFC 母线固有 100 Hz 纹波（2 倍线频），300 W/200 µF/395 V 下 ≈3%；
② 这 3% 纹波是电压环的"环外误差"，会经补偿器灌进电流指令；
   若 1:1 调制，THD 至少劣化 3% 量级；
③ 要把贡献压到 <0.5%：补偿器在 100 Hz 处需 ≥16 dB 增益
   → 积分型环路反推 fc ≤ 100/10^(15.6/20) ≈ 16 Hz → 设计取 5~10 Hz。

所以 NCP1680 片内数字补偿器按 5~10 Hz 穿越、>60° PM 设计，而 EVB 实测是 8~11 Hz、PM≈70°、GM>14 dB（EVBUM2822/D 口径）——实测印证设计。GM 为什么能这么大：慢速积分型环路的相位过 −180° 发生在频率远低于 0 dB 点的位置，两道安全距离叠着留。代价（也是设计意图）是瞬态恢复要几百 ms——所以 10%→100% 负载阶跃靠 DRE 把母线压在 367 V、软 OVP 顶到 418 V（EVBUM2822/D 口径），快瞬态由事件通道承担，不由环路承担。

4.4 对照库内反激的实测/设计数值

环路 fc PM GM 出处
NCP1680 300 W PFC 电压环（实测） 8~11 Hz ≈70° >14 dB EVBUM2822/D
NCP1680 设计值 5~10 Hz >60° — NCP1680 DS（等效 Type-II 13.6 dB/1.44 Hz/68.2 Hz）
UC3842 48 W 反激闭环（设计值/DS 实测读值） ≈1.8 kHz ≈67°（库内复算 66°） — UC3842/03 §3.12、01_控制原理通识 §5.3
AND8327 65 W UC3843 适配器（网络分析仪实测） 穿越/裕量原图未标数值 结构数值：功率级极点 ≈20 Hz、补偿/光耦极点 ≈8 kHz — 光耦/01_Basso多环路全译 §6

三点对比读出：① PFC 电压环（8~11 Hz）比 DC-DC 环（~1.8 kHz）慢两个数量级，这是拓扑职能分工，不是谁做得差；② 反激的 1.8 kHz 是被 fRHPz/4 锁死的固有上限（01_控制原理通识 §1.3）；③ AND8327 的 65 W 实机意义在方法（分车道矢量合成、次级侧注入），原图未给 fc/PM 数值——不臆造，凡遇“图上没标”的读数，宁可标“以原图为准”。

常见陷阱：拿 PFC 的 8 Hz 当反激的带宽目标、或拿反激的 1.8 kHz 要求 PFC——两个环的物理约束完全不同，判读前先确认“这是哪个环”。

5. 整定流程（五步）：从测开环到阶跃确认

5.1 五步总览

与库内“先算后补”的设计流程（03_环路补偿与TL431光耦 §7.1、TND381 五步法）对接，实测版五步是：

第 1 步 测开环：画/测功率级波特图（零极点五要素，或 SNVA364 图 6 实测 plant）
第 2 步 对比目标：fc ≤ min(fs/10, fRHPz/4)、PM ≥ 60°（量产口径）
第 3 步 改补偿元件：II/III 型（或 TL431 三段式）——只动该动的
第 4 步 重测：1 Ω 注入，读 fc/PM/GM 配套组合，对不上就回第 3 步
第 5 步 阶跃负载确认：过冲/恢复/跌落核对，角落复验后放行

5.2 用 UC3842 主线走一遍（数字出处：UC3842/03 §3.12/§3.13、01_控制原理通识 §5.3）

第 1 步 测开环。功率级五要素：$G_0$=3.08（9.78 dB）、主导极点 fP1=40.4 Hz、ESR 零点 fESRz=1.68 kHz、RHP 零点 fRHPz=7.07 kHz、采样双极点 fsw/2=55 kHz。fc 候选点读值：1.77 kHz 处 −19.55 dB / −58°（DS 图 8-3 读值，本库复算一致）。没有模型时就按 SNVA364 图 6 实测 plant：测量通道接补偿脚、注入扫频，直接得到这条曲线（TI AN-1889，Step 9）。

第 2 步 对比目标。fc 上限 = min(fs/10=11 kHz, fRHPz/4=1.77 kHz) = 1.77 kHz（CCM 反激的固有上限）；PM ≥ 60°。用 $\Delta V \approx I_{step}/(2\pi f_c C_{OUT})$ 反查瞬态：1.8 A 阶跃、2200 µF → 72 mV，够用就定 1.77 kHz。

第 3 步 改补偿元件。功率级在 fc 掉了 19.55 dB，补偿器中频就得补回 19.55 dB：

非隔离（初级侧调节，II 型）：
   中频增益 R2/R1 = 10^(19.55/20) = 9.5；R1=9.53 kΩ（分压 1 mA）→ R2=90.9 kΩ
   零点 = fc/10 = 177 Hz → C2=1/(2π×90.9k×177) = 10 nF
   极点 = min(fESRz, fRHPz) = 1.68 kHz → C1≈1.2 nF（复检 fp=1.64 kHz）
隔离（TL431 三段式）：
   次级零点 RCOMPz+CCOMPz = 88.7 k+10 nF（177 Hz）；初级 EA 极点 10 k+10 nF（1.59 kHz）；
   RLED 按"fc 处总环路增益=1"反推 → 1.3 kΩ；ROPTO=1 kΩ 推远光耦极点（DS 式 48~58）

第 4 步 重测。反馈路径串 1 Ω 注入电阻，网络分析仪扫 10 Hz~100 kHz，读配套组合：目标 fc≈1.8 kHz、PM≈67°（DS 图 8-5/8-6 口径）。实测若是 PM 50°——先别改元件，回去查第 3 步有没有把光耦极点算进预算（20 kΩ 上拉那 −45° 的陷阱）。

第 5 步 阶跃负载确认。电子负载 0.9→2.7 A（摆率 150 mA/ms 量级，库内动态验收口径）：跌落应 ≈72 mV（ESR 分量会让实测略大）、恢复 <1 ms（≈1/(4fc)）、无振铃或一次微过冲。角落复验：CTR 低档×低温 fc 不塌、CTR 高档×高温 fc 不越 3 kHz、ESR 新旧两端各扫一次（UC3842 03 篇 §4 口径）。

5.3 重测对不上时改什么（决策表，本库整理/业界经验）

实测现象 判读 改什么
fc 低于目标 中频增益不够（或 CTR 偏档、RLED 偏大） 加大中频增益（R2/R1↑，隔离侧 RLED↓）；改完重验角落
fc 高于目标 中频增益过头（CTR 高档） 减增益；但确认没越过 fc 上限
PM 不足（fc 处相位太差） 零点太低 / 光耦极点落带宽 / 采样延迟吃相位 零点上移到 fc/5 量级；压 fc；推光耦极点（小上拉或共集电极）
GM 不足 相位 −180° 处增益太胖 压中频增益或加高频极点
全部合格但瞬态差 带宽本身不够（不是不稳） 加大 fc（但 CCM 反激被 fRHPz/4 锁死，只能加 COUT 或换拓扑）

常见陷阱：只加增益不加相位（R2 翻倍“让输出硬一点”）——fc 平移到相位更差的位置，稳定变振铃（03_环路补偿与TL431光耦 §3.5 陷阱）。改增益必须连零极点位置一起复核。

6. 没有网络分析仪的土办法

6.1 TI AN-1889 的本意：信号发生器+示波器手动扫（TI AN-1889）

AN-1889 从设计上就是给“没有网络分析仪”的实验室写的（摘要原话：“只用音频发生器（或简易信号发生器）和一台示波器就能测出波特图的关键点”，TI AN-1889，Abstract）。操作：注入变压器把正弦灌进注入电阻，逐频点调信号发生器，读两通道幅度比与相位差。最准的是 0 dB 交叉点（两通道同幅，容易读）；±30 dB 以外只能定性（“增益很高、大概 >30 dB”，TI AN-1889，Step 7）。这样至少能得到 fc 和 PM 两个关键量。

6.2 阶跃负载看恢复（库内土办法，03_环路补偿与TL431光耦 §7.3 口径）

电子负载做 0↔满载阶跃，看输出波形三件事：

  1. 过冲次数：无过冲/一次微过冲 → PM≈60° 量级；振铃 2~3 个周期 → PM 30~45° 警惕；持续等幅振荡 → 不稳定立即回退（业界经验，方向可靠、数值粗略）。
  2. 恢复时间：回到 ±0.5% 带内约需 $1/(4 f_c)$ 量级——UC3842 例 fc≈1.8 kHz → 恢复 <1 ms。
  3. 跌落幅度：与 $\Delta V \approx I_{step}/(2\pi f_c C_{OUT})$ 核对，偏差大说明 fc 实际值与设计不符（CTR 偏档或 ESR 异常的旁证）。

6.3 为什么可行：时域-频域的联系（呼应01_控制原理通识 §6）

PM 是“还差多少度振荡”的频域读数，阶跃响应是它显示出来的时域体温。二阶系统近似下 $PM \approx 100\zeta$（度），超调 $M_p=e^{-\pi\zeta/\sqrt{1-\zeta^2}}$。本库对照表：

PM 等效 ζ 阶跃超调
30° ≈0.28 ≈40%
45° ≈0.42 ≈23%（业界经验按 ~30% 记，偏保守）
60° ≈0.60 ≈9%
70° ≈0.70 ≈5%

工程含义：数过冲次数就是在估 PM——PM 越高 → 闭环共轭极点越靠左实轴（ζ 越大）→ 阶跃越不欠阻尼。土办法的合法性就建立在这个对应上。

6.4 LTspice 交流扫描替代实测的边界

LTspice 的 .AC 扫描（配合直流偏置点建立）能算出整条环路 T(s)——TND381 的全部设计例就是靠 SPICE 平均模型完成的（TND381 口径）。它的定位与边界：

常见陷阱：拿仿真波特图当交付证据——图上 PM 80° 换不来真板子的 PM 80°，仿真验证的是“设计无低级错误”，实测验证的是“实物无散差误用”，两者都要。

6.5 土办法的局限

土办法看不出 GM（阶跃响应不显示“相位 −180° 处增益多高”）、**分不清“PM 差”与“增益过高”**两种病（03_环路补偿与TL431光耦 §7.3 口径）——量产定型前，至少要扫一次真正的波特图。

7. 常见诊断场景：现象→测量→根因→对策

7.1 PM 太低：振铃/批次性振荡

7.2 fc 太高碰 RHP 零点

7.3 PFC 电压环贪快 → THD 超出预期

7.4 瞬态差但 PM 够：带宽不够

7.5 测量假象：波特图本身不可信

8. 精炼速查

8.1 测量 setup 清单（TI AN-1889 + 库内口径）

□ 注入点：低阻节点（电源输出侧）与高阻节点（控制侧）之间，两侧阻抗比 >10:1
□ 注入电阻：1~20 Ω（TI AN-1889 用 20 Ω，库内/EVBUM2822 用 1 Ω），串在分压下臂与上臂之间
□ 注入变压器：隔离，信号发生器与电源无直流连接；最便宜 110 V→12 V 工频变压器可用
□ 注入幅度：注入电阻跨压 30~100 mV（TI AN-1889），小信号、不触发反馈脚 OVP
□ 探头：两只等衰减校准探头、AC 耦合、带宽限制；第三通道挂信号发生器触发
□ 地：两探头地夹接板上同一个地；多"地"系统（如 NCP1680 的 GND/VOUT_RTN）先查清楚
□ 工作点：按验收工况设置（高/低线 × 满载/半载/临界载），轻载 DCM/跳模式单测
□ 扫频范围：10 Hz~100 kHz（DC-DC）；PFC 多读一个 100 Hz/2f_line 点

8.2 判读配套组合

量 怎么读 标准 不达标意味着
fc 增益穿 0 dB 的频率（两通道同幅点） fc ≤ min(fs/10, fRHPz/4)；实测 ≈设计 ±30% 带宽错了，先改 fc 再谈其他
PM fc 处相位离 −180° 的距离 测试 ≥45°、量产 ≥60°、最坏角落仍 >45° 会振/振铃，加零点或压 fc
GM 相位 −180° 处增益低于 0 dB 的 dB 数 ≥10 dB（NCP1680 EVM 实测 >14 dB） 相位兜不住，压中频增益

8.3 五步整定流程（一行版）

① 测开环（零极点五要素或实测 plant）→ ② 对比目标（fc=min(fs/10,fRHPz/4)、PM≥60°）
→ ③ 改补偿元件（II/III 型，中频增益对消@fc、零点 fc/10、极点对 ESR 零点）
→ ④ 重测配套组合（1 Ω 注入），对不上回 ③ → ⑤ 阶跃负载确认（过冲/恢复/跌落）+ 角落复验

8.4 陷阱表

陷阱 现象 对策
只测常温满载一个点 轻载/低线满载误用没抓到 高/低线 × 满载/半载/临界载六点表
注入点两侧都低阻 波特图信噪比稀烂 换到低阻/高阻组合；初级侧加 NPN 缓冲器
注入幅度超线性区 扫的是限流环/OVP，不是环路 注入电阻跨压 30~100 mV，监视不畸变
注入在光耦输出与 FB 间 低频平台、高频相位回升、GM 读不出 改次级侧注入（AND8327 实证）
CTR 高档混入 fc 上漂撞极点，批次性振铃 RLED 按最低档×寿命末期；来料分 bin
光耦极点没进预算 纸面 PM 80° 实测 50° 先问“初级上拉多大”，20 kΩ 上拉必算
ESR 漂移（老化/换固态） 用几年变差；换电容后振荡 ESR 新旧两端各验一次，换件=环路变更
fc 贪高 低压满载阶跃发散 fc 永远按最低输入+满载的 fRHPz/4
PFC 电压环贪快 THD 爆、PF 崩 电压环 10~20 Hz，瞬态交 DRE/OVP
示波器台架没设好 满屏开关纹波、读数全毛刺 AC 耦合+带宽限制+等衰减探头+第三通道触发

与库内文档联动

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